Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

[Romekd]

Witam.
W takim razie zaryzykuję... Testuję układ z załącznika poniżej, zaproponowany w tym wątku przez Tomka:

Układ niezwykle prosty, a zawierający kilka usprawnień w stosunku do rozwiązań najprostszych. Zaskoczył mnie bardzo mały prąd spoczynkowy tranzystorów mocy, wynoszący 6 μA dla tranzystora Q4 (BC211.16) i ok. 200 μA dla Q5 (BC313.16). Postanowiłem przetestować jak zmienia się prąd kolektora Q4 przy zmianach napięcia polaryzującego bazy tranzystorów Q4 i Q5. Dla jednego tranzystora sprawa byłaby stosunkowo prosta, gdyż prąd kolektora wzrasta mniej więcej o dekadę na każde 60 mV przyrostu napięcia baza-emiter. Wystarczy zmierzyć dla jednego prądu napięcie Ube, by mniej więcej określić prąd dla całego zakresu pracy tranzystora. Tu mamy jednak dwa tranzystory przez które płyną różne co do wartości prądy spoczynkowe, przez co napięcia baza-emiter tranzystorów mocy nie rozkładają się jednakowo. Zależność prądu kolektora tr. Q4 w temperaturze 20°C dla różnych napięć między bazami przedstawia poniższa tabelka:

By zmieniać prąd Q4 zmieniałem wartość rezystora R8. Dla uzyskania prądu spoczynkowego 5 mA (dla Q4) przy napięciu zasilania wzmacniacza 5 V, wartość rezystora R8 musiałem zmienić z 1 kΩ na 1,5 kΩ. Przy okazji przetestowałem jak zmienia się wartość prądu spoczynkowego (Q4), ustawionego początkowo na 5 mA (oraz 2 mA) przy napięciu zasilania 5 V, gdy napięcie to zmieniamy następnie w przedziale 3...15 V. Wyniki w kolejnej tabelce:

Po tych próbach sprawdziłem co się stanie z prądem spoczynkowym gdy podgrzeję tranzystory końcowe do ponad 100°C. W tym celu obciążyłem wzmacniacz rezystorem 8,2 Ω, zasiliłem napięciem 15 V i mocno wysterowałem. Stabilność prądu spoczynkowego okazała się zaskakująco dobra. Prąd z wartości 0,934 mA wzrósł po nagrzaniu tranzystora do ok. 1,5 mA, a po kilku sekundach przy nadal bardzo gorących tranzystorach opadł do 0,95 mA. Z innym rezystorem R8 prąd z 0,268 mA przy 15 V urósł do 0,6 mA (napięcie między bazami Q4 i Q5 obniżyło się wówczas z 1,2 V do 0,971V) by po kilku kolejnych sekundach (od wyłączenia wysterowania) wrócić do mniej więcej wartości odpowiadającej tranzystorom chłodnym. Uważam te wyniki za bardzo dobre.
W kolejnej wypowiedzi opiszę inne cechy tego wzmacniacza.

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Kolejną zaletą badanego przeze mnie wzmacniacza jest bardzo szerokie pasmo przenoszenia (w razie potrzeby można je łatwo zawęzić). Bez kondensatora C6 (10pF), który dołożyłem celem poprawienia stabilności układu, pasmo sięgało 5 MHz, z kondensatorem przekraczało 1 MHz. Dla porównania pasmo przenoszenia wzmacniacza m.cz. rosyjskiego odbiornika "Neywa-303" rozciąga się od 80 Hz do 4,5 kHz (-3 dB). Poniżej przedstawiam oscylogramy dla przebiegów prostokątnych i sinusoidalnych o napięciach międzyszczytowych rzędu kilku woltów, dla częstotliwości 1 kHz, 20 kHz, 100 kHz, 500 kHz i 1 MHz. Podczas tych pomiarów wzmacniacz był obciążony rezystorem 8,2 Ω i zasilany napięciem 9 V.

Wzmacniacz nie przesterowuje się symetrycznie dla obu połówek sinusoidy. Pierwsza przesterowuje się połówka dolna, a dopiero później górna. Nawet po przesterowaniu zwiększanie wysterowania nadal podnosi wartość międzyszczytową sygnału wyjściowego (szczególnie przy niskich napięciach zasilania; nie obserwuje takiego efektu badając wzmacniacz m.cz. odbiornika "Neywa-303").

Pozdrawiam
Romek

[zjawisko]

W takim razie zaryzykuję...

Ależ bardzo proszę! Jestem pod wrażeniem i doceniam po stokroć chęci do eksperymentów i rzetelnych pomiarów.
Topologia tego układu jest przecież skrajnie klasyczna, tylko... nikomu się nie chciało przysiąść i pomierzyć.

No i oczywista oczywistość - zawężone pasmo fabrycznych konstrukcji wzmacniaczy akustycznych / i ich mutacji - układ "bida..."/ wynika tylko z potrzeby świętego spokoju konstruktorów i serwisantów. Użytkowników też. Pasmo kilka MHz w M2405 czy innym Safari to wręcz błaganie o całe hordy upalonych tranzystorów. O głośnikach wysokotonowych nie wspominając.
Wiadomo, każda przesada jest niewskazana.

[Tomek Janiszewski]

Czyli jako wtórników używałeś wyłącznie tranzystorów germanowych.

Tłumaczyłem już kiedyś dlaczego. Germańce mają mniejsze napięcie przewodzenia baza-emiter (ok. 0,3V vs 0,7-0,9V) , toteż w tym zastosowaniu oferują mniejsze straty napięcia zasilającego a tym samym moc wyjściową i sprawność. Natomiast napięcie nasycenia UCES jest w obu przypadkach tak znikomo małe (poniżej 1V) że w stopniu sterującym (o wejściowym już nie mówiąc) można użyć dowolnego tranzystora bez widocznego wpływu na sprawność.

Dla krzemowych BC211/313 należałoby precyzyjnie dobrać wartości wszystkich rezystorów mających wpływ na wartość prądu spoczynkowego i kompensacje temperaturową tego prądu.

I przede wszystkim - stosownie do użytych typów tranzystorów końcowych. Przedstawiając swój projekt "użyłem" takich jakie miałem w do dyspozycji w programie PSPICE, i tak 2N2925 a już zwłaszcza 2N3550 niekoniecznie musiały dokładnie odpowiadać BC107 i BC177. Podobnie i w rolę tranzystorów końcowych BC211 i BC313 wcieliły się odpowiednio 2N2270 i 2N4354 ponieważ ich PID (rysunek struktury) wg katalogu Nationala odpowiadał jednym i drugim. Ale nie musiało to oznaczać identyczności wszystkich parametrów. Stąd przytoczone przeze mnie wartości elementów pasywnych wymagały korekcji w realu. Niemniej jednak dobre właściwości wzmacniacza potwierdziły się, a wykonana symulacja naprowadziła na właściwy tor.

Wykonany przez mnie układ "odsłuchowo" działa całkiem poprawnie, mimo braku prądu spoczynkowego tr. Q4 i Q5.

Tak jak i "neywowski" wzmacniacz: dzięki silnemu USZ, choć nie aż tak silnemu. Bowiem tutaj mimo braku prądu spoczynkowego niewiele brakuje tutaj tranzystorom końcowym do wyjścia ze stanu zatkania: kilkunastu, z górą kilkudziesięciu mV a nie wolta z okładem, jak tam!

Faktycznie, pasmo układu przy zasilaniu napięciem 6...15V bez kondensatorów kompensacji f osiągało 5 MHz (-3 dB), a wzbudzanie się układu ustąpiło po włączeniu między bazę i kolektor tranzystora Q2 małej pojemności (10 pF) z którą pasmo - 3dB i tak jeszcze przekraczało 1 MHz.

Bo i 10pF to jeszcze niewiele: pojemność złącza B-C standardowej becetki gdzie nie stosuje się technologii overlay (dla zmniejszenia martwej powierzchni złącza) wynosi ok. 5pF.

Przy częstotliwości kilku kHz na ekranie oscyloskopu zaczynałem obserwować zniekształcenia skrośne, które wraz ze wzrostem częstotliwości sygnału stawały się coraz większe (spadek wzmocnienie tranzystorów i coraz mniejszy wpływ USZ na redukcję zniekształceń). Poniżej zamieszczam dwa oscylogramy, dla częstotliwości 20 kHz oraz 100 kHz.

A próbowałeś włączyć ów kondensator przeciwwzbudzeniowy nieco inaczej, mianowicie między wyjście wzmacniacza (emitery Q4 i Q5) a bazę stopnia sterującego Q2? Wtedy nie pogorszy on szybkości zmian napięcia na wyjściu stopnia sterującego a tym samym szybkości wychodzenia tranzystorów końcowych ze stanu zatkania. Może mieć to pozytywny wpływ na obniżenie zniekształceń skrośnych, nawet gdy zajdzie potrzeba zwiększenia jego pojemności. No i jeszcze na wszelki wypadek włączyłbym te 10-100n między bazy stopnia końcowego.

[Tomek Janiszewski]

Tylko co zrobić, gdy pomiary pokazują, że ktoś bardzo na naszym Forum lubiany (sam też lubię czytać jego posty, wielu ciekawych rzeczy się z nich dowiedziałem), mógł się w bardzo wielu wypowiedziach mylić?

To akurat była nie tyle pomyłka, co brak precyzji w mojej wypowiedzi. Gdybym zastrzegł bardzo wyraźnie że wyników symulacji nie należy traktować nazbyt dosłownie z uwagi na modele tranzystorów niezbyt oddające naszą bazę elementową - niejasności by nie było.

Już kiedyś, gdy próbowałem tematy związane ze wzmacniaczami tranzystorowymi wyjaśnić po swojemu (też mogę się mylić, bo wszechwiedzący nie jestem...) wspomniany użytkownik na wiele miesięcy zniknął z naszego Forum, a ja mogłem sobie przeczytać w dziele "Organizacja forum" np. takie wypowiedzi:

"... poziom kóltury wypowiedzi niektórych dyskutantów sprawił, że nie wszyscy ,, chcą się kopać z koniem,, . Odeszli. Może wrócą jak koń wyciągnie kopyta."

"Tyle, że z 'głupcami' z zasady się nie dyskutuje "

viewtopic.php?p=330685#p330685

Nie wiem czy to do mnie było skierowane życzenie "wyciągnięcia kopyt"... W końcu to ja wtedy, jako ostatni, rozmawiałem z Tym użytkownikiem, co łatwo sprawdzić w "statystykach" w profilu tej osoby. Może nie warto tworzyć sobie kolejnych "wrogów", podważając teorię wygłaszane przez osobę, uważaną przez bardzo wielu za autorytet w temacie układów tranzystorowych...?

Pozdrawiam
Romek
Ech, robicie z igły widły Zniknąłem z bardzo prozaicznego powodu: nadeszła wiosna a potem lato, przyszło mi rzucić elektroniczne hobby na rzecz żeglarskiego (co nie wyklucza rzecz jasna słuchania audycji na jachcie z własnoręcznie zbudowanego odbiornika stereo) Tym samym normalne jest że moja aktywność się bardzo zmienia. Wyczerpały się tematy w które byłem zaangażowany wcześniej, a nowe dopiero się robią. Wróciłbym prędzej czy później (w międzyczasie zbudowałem bowiem oprócz wzmacniacza tranzystorowego 40W do zespołów trójdrożnych wykonanych wcześniej - także tuner AM współpracujący z nietypową, "przeciwzakłóceniową" anteną), a Kolega Romek jest akurat ostatnim na tym forum, na którego miałbym zamiar się obrażać

[Tomek Janiszewski]

Wzmacniacz nie przesterowuje się symetrycznie dla obu połówek sinusoidy. Pierwsza przesterowuje się połówka dolna, a dopiero później górna. Nawet po przesterowaniu zwiększanie wysterowania nadal podnosi wartość międzyszczytową sygnału wyjściowego (szczególnie przy niskich napięciach zasilania; nie obserwuje takiego efektu badając wzmacniacz m.cz. odbiornika "Neywa-303").

No a o czym świadczy ów mankament? O nieco za małym prądzie spoczynkowym stopnia sterującego (znów beta tranzystorów końcowych a ściślej tego dolnego była taka jaką... Microsim dał). Trzeba zastosować Q5 o większej becie lub głośnik o większej oporności, jeżeli to możliwe, a jeżeli nie - to zmniejszyć R10 (ale nie zanadto, bo niepotrzebnie wzrośnie pobór prądu), a następnie - stosownie do zwiększonego prądu - skorygować układ polaryzacji. Zwracam uwagę zwłaszcza na rolę niepozornego rezystora R9. Jego obecność sprawia że prąd spoczynkowy stopnia mocy nie rośnie monotonicznie ze wzrostem napięcia zasilania (a tym samym prądu stopnia sterującego, lecz dla pewnej krytycznej wartości osiąga maximum po czym zaczyna maleć, co zresztą potwierdziły Twoje pomiary. Korzystne jest takie ustawienie położenia owego maximum, aby prąd spoczynkowy niewiele zmieniał się podczas zmiany napięcia zasilającego, np. w miarę wyczerpywania się baterii. Powinno zatem odpowiadać one napięciu nieco niższemu od maksymalnego (przy nowej baterii). Jeżeli zaś powodem niesymetrycznego obcinania jest także niesymetria napięcia na wyjściu - trzeba skorygować obwód wejściowy. Dzielnik zasilający bazę Q1 powinien być w każdym przypadku symetryczny (aczkolwiek należałoby uwzględnić obecność rezystancji różniczkowej łańcuszka diod) a przez dobór stosunku R4/R5 (przy trzech diodach powinien być teoretycznie zbliżony do 2/1 gdyby tylko spadki napięcia na diodach oraz złączach B-E Q1 i Q2 były identyczne) - można uzyskać dobrą symetrię w użytecznym zakresie napięć zasilania. Znów zaproponowane wartości rezystorów wynikły z symulacji; w praktyce może się okazać że optymalne wartości są nieco inne.

W każdym razie dziękuję za wytrwałe pomiary.

Pozdrawiam
Tomek

[AZ12]

Witam

Wzmacniacz o dużym paśmie przenoszenia przydaje się do celów pomiarowych do wzmocnienia sygnału z generatora aby zasilić np: mostek pomiarowy. Oczywiście trzeba by zastosować wzmacniacz różnicowy aby mógł też wzmacniać składową stałą.

[Romekd]

Czołem.
Dziękuję za odpowiedzi. Cieszę się Tomku , że wóciłeś, i że przyczyną Twojej długiej nieobecności nie były moje wypowiedzi. Ze względu na chwilowy natłok spraw zawodowych tylko króciutko odniosę się do niektórych poruszanych tu zagadnień, inne rozwinę za kilka dni. Do tego momentu opisywałem głównie zalety analizowanego przeze mnie wzmacniacza. Teraz powiem o kilku jego poważnych wadach. Pierwszą rzeczą, która mnie rozczarowała, był niski poziom sygnału wyjściowego (mała moc wyjściowa). Spodziewałem się po układzie i zastosowanych w nim rozwiązaniach, że sygnał wyjściowy będzie stosunkowo duży, a zniekształcenia nieliniowe niskie. Niestety... Sygnał okazał się dość mikry, zniekształcenia wysokie (tranzystor kompensacji temperaturowej już wcześniej zbocznikowałem kondensatorem 10 μF), szczególnie przy niższych napięciach zasilania. Sprawność wyszła taka sobie. W tabelce poniżej podałem zmierzone poziomy sygnału (wartość międzyszczytową napięcia, na obciążeniu 8,2 Ω; 1 kHz). W pierwszym wierszu znajdują się wartości napięcia zasilania od 3 V do 15 V, przy którym mierzyłem pozostałe parametry. Drugi wiersz pokazuje najmniejsze całkowite zniekształcenia sygnału i napięcie (też wartość międzyszczytowa), przy którym wystąpiły. W kolejnym, trzecim wierszu podaje wartość miedzyszczytową sygnału wyjściowego dla całkowitych zniekształceń nieliniowych hc równych 2%, w kolejnym dla hc=10%, w następnych wartości prądów pobieranych przy zniekształceniach 2% i 10%, moc wyjściową dla zniekształceń 2% (podawanie dla hc=10% nie miałoby sensu, gdyż takie zniekształcenia to już była masakra dla sygnału) i sprawność energetyczną wzmacniacza dla tej mocy.

Lepiej od tego tranzystorowego wzmacniacza wypadł nawet scalony wzmacniacz LM386, mający bardzo złą opinię u niektórych użytkowników naszego Forum. LM386 na obciążeniu 8 Ω przy napięciu zasilania 6V potrafi oddawać do obciążenia dużo większą moc wyjściową przy mniejszych zniekształceniach harmonicznych, choć Twoim zdaniem Tomku układ ten został źle zaprojektowany, przez co cechuje się gorszym wykorzystaniem napięcia zasilającego:

Nieporównywalnie lepiej wypadł również wzmacniacz zbudowany przeze mnie na podstawie schematu wzmacniacza m.cz. z odbiornika Neywa-303, choć w tym przypadku porównanie nie jest zbyt obiektywne bo moc i zniekształcenia tamtego wzmacniacza mierzyłem dla obciążenia 27 Ω.

Kolejną bardzo poważną wadą analizowanego układu są krytyczne wartości elementów. Takiego rozwiązania po prostu nie dałoby się zastosować w seryjnie produkowanych tanich odbiornikach tranzystorowych, gdyż przy masowej produkcji nie byłoby czasu na precyzyjne dobieranie rezystorów o bardzo dokładnej wartości, czy mozolne wyszukiwanie tranzystorów o ściśle określonych parametrach dla prawidłowego "zestrojenia" każdego egzemplarza radia. Rozwiązania tranzystorowych wzmacniaczy w rosyjskich odbiornikach z tamtych lat były genialne w swojej prostocie (jak na tamte czasy, co już wcześniej stwierdził w tym wątku Kol. Gustaw), gdyż działały poprawnie z każdym egzemplarzem tranzystora i każdym rezystorem o dokładności rezystancji rzędu 5, 10, czy nawet 20%. Parametry zawsze wychodziły podobne. Bawić się w dobieranie elementów, to się możemy my, hobbyści i pasjonaci elektroniki, robiąc i "dopieszczając" jedną sztukę jakiegoś urządzenia... By w zaproponowanym przez Ciebie Tomku układzie z posiadanymi przeze mnie egzemplarzami tranzystorów uzyskać prąd spoczynkowy 5 mA, musiałem zmienić rezystor R8 z 1 kΩ na 1,5 kΩ. Gdy zwiększyłem jego wartość o zaledwie +5% w stosunku do tych 1,5 kΩ prąd spoczynkowy wzrósł z 5 mA do 9,823 mA (o prawie 100%!), dalsze zwiększenie rezystancji o kolejne 5% przyniosło zmianę wartości prądu spoczynkowego do 17,984 mA (to już prawie 400% wartości początkowej). Taka "apteczna" precyzja jest niedopuszczalna w masowej produkcji... O tym problemie sam zresztą napisałeś w kilku ostatnich wypowiedziach:

No a o czym świadczy ów mankament? O nieco za małym prądzie spoczynkowym stopnia sterującego (znów beta tranzystorów końcowych a ściślej tego dolnego była taka jaką... Microsim dał). Trzeba zastosować Q5 o większej becie lub głośnik o większej oporności, jeżeli to możliwe, a jeżeli nie - to zmniejszyć R10 (ale nie zanadto, bo niepotrzebnie wzrośnie pobór prądu), a następnie - stosownie do zwiększonego prądu - skorygować układ polaryzacji.

Dobieranie, dobieranie, dobieranie i kłopoty...

Też miałem podobny problem z BD354/355 (i niemało ich sfajczyłem ) podczas eksperymentów ze wzmacniaczem dużo większej mocy (do 15W) gdzie stopnie napięciowe były co prawda o wiele bardziej złożone, ale rezystorów emiterowych nie było (...)

Do dalszego badania prostych wzmacniaczy tranzystorowych wrócę niebawem. Wtedy też postaram się odpisać na Twoje Tomku wcześniejsze posty.

Pozdrawiam
Romek

[Tomek Janiszewski]

Pierwszą rzeczą, która mnie rozczarowała, był niski poziom sygnału wyjściowego (mała moc wyjściowa)

No to rozbierzmy tabelkę z Twoimi pomiarami, dostawiając rubrykę której zabrakło. A mianowicie: o ile różni się wartość pp napięcia wyjściowego przy h=2% (przyjmując że przy tej wartości nie widać jeszcze ostrego obcinania sygnału a tym samym niewiele jest wyższych harmonicznych, szczególnie przykrych dla słuchu) oraz przy h=10% napięcia zasilania, a tym samym ile to tracimy sumarycznego napięcia zasilania na wzmacniaczu. I tak dla:
Ucc=3V Vstr=2.33V
Ucc=4V Vstr=2.44V
Ucc=5V Vstr=2.51V
Ucc=6V Vstr=2.51V
Ucc=7V Vstr=2.71V
Ucc=8V Vstr=2.87V
Ucc=9V Vstr=3.23V
Ucc=10V Vst2=3.59V
Ucc=11V Vstr2=3.87V
Ucc=12V Vstr2=4.39V
Ucc=15V Vstr2=5.71V
To oczywiście tragicznie złe wyniki: należało spodziewać się sumarycznych strat na poziomie 2V, tj podwojonej sumie napięcia nasycenia Q2 oraz napięcia baza-emiter Q4. Tymczasem o ograniczeniu niezniekształconego poziomu sygnału decyduje tutaj tranzystor Q5, dla którego należy oczekiwać strat na poziomie samego tylko napięcia baza-emiter, tj. wyraźnie poniżej 1V. Powodem jest, tak jak napisałem wyżej - niedostateczny współczynnik wzmocnienia Q5 przy wybranym prądzie spoczynkowym Q2, względnie za mała wartość tego prądu przy zastosowanym Q5. Należy zatem zastosować lepszy Q5, lub zmniejszyć R10. Biorąc pod uwagę najbardziej niekorzystny przypadek, dla Ucc=15V kiedy to napięcie wyjściowe (9,29V) jest 1,4 raza mniejsze od spodziewanego 13V - należałoby zmniejszyć R10 do wartości 0,56k, tak aby prąd spoczynkowy Q2 wzrósł także 1,4 raza. Ale i wówczas możemy się srodze rozczarować, bowiem zgodnie z
http://www.elenota.pl/datasheet-pdf/60506/CEMI/BC313
współczynnik wzmocnienia dla BC313 szybko maleje dla prądów kolektora powyżej 100mA, i przy Ic sięgającym 1A może być już tylko na poziomie kilkunastu, mimo że dla małych prądów przekraczał 100. Nie było zatem dobrym pomysłem dążenie do wyciśnięcia z pary BC211/BC313 mocy wyjściowej 2,64W (gdyby udało się uzyskać Vopp=13V, zgodnie z powyższem), tym bardziej z uwagi na ryzyko przeciążenia termicznego (w najbardziej niekorzystnych warunkach, i to bez uwzględnienia prądu spoczynkowego moc strat na każdy tranzystor wynosiłaby 712mW podczas gdy dopuszczalna moc strat bez radiatora i przy tamb=25st.C wynosi 800mW). Z tymi tranzystorami i głośnikiem 8 omów jest sens stosować napięcie zasilania nie większe niż 9V. Należy wówczas oczekiwać mocy wyjściowej przekraczającej 0,75W, przy tym przy prądzie kolektora poniżej 0,45A zgodnie z charakterystyką wyjściową powinien wystarczyć prąd bazy a tym samym prąd spoczynkowy Q2 nie większy niż 6,5mA, który uzyskamy wówczas dla R10 = 0.56k. Oczywiście - dla konkretnego egzemplarza BC313 konieczne może okazać się zastosowanie jeszcze mniejszego R10, dla jeszcze innego - może wystarczyć i większy R10. Dla wyższego napięcia zasilania (lub oporności głośnika 4 omy) należałoby poszukać mocniejszej pary komplementarnej, np. BD135/136 lub BD354/355. Jeszcze lepsze rezultaty przyniosłaby para germanowych Acetek lub Adetek, z uwagi na kilkakrotnie mniejsze napięcie przewodzenia Ube. Należałoby wówczas oczekiwać sumarycznych strat na poziomie 1V, tym samym przy Ucc = 9V wzmacniacz mógłby oddać na głośnik 8 omów niezniekształczoną moc równą 1W.
Oczywiście, wszystkie powyższe rozważania słuszne są przy założeniu pełnej symetrii napięciowej na wyjściu, a powyższych wyników w Twoich pomiarach brak. Mimo że łańcuszek diod poprawia stabilność symetrii rozkładu napięć, to przy tak szerokim zakresie napięć zasilających (3-15V) wskazane byłoby zastosowanie wejściowego stopnia różnicowego, najlepiej pracującego na zwierciadło prądowe. Ale z tak szerokim zakresem napięć mamy do czynienia raczej tylko w układach scalonych, których producent nie może z góry przewidzieć, w jakim urządzeniu będą stosowane.

Spodziewałem się po układzie i zastosowanych w nim rozwiązaniach, że sygnał wyjściowy będzie stosunkowo duży, a zniekształcenia nieliniowe niskie. Niestety...

No a ja spodzewałem się po Tobie, że w świetle otrzymanych wyników przeprowadzisz analizę podobną do przytoczonej wyżej i usuniesz mankamenty które wyszły w praniu

tranzystor kompensacji temperaturowej już wcześniej zbocznikowałem kondensatorem 10 μF

Przesada, tu nie dawałbym więcej jak 100n, choć 10uF zaszkodzić nie powinno

Sprawność wyszła taka sobie.

Bo i wzmacniacz nie został prawidłowo uruchomiony. Moja analiza w PSPICE miała służyć weryfikacji poprawności rozwiązań układowych, nie zaś budowie i uruchomieniu wzmacniacza bez użycia lutownicy i przyrządów pomiarowych!

Lepiej od tego tranzystorowego wzmacniacza wypadł nawet scalony wzmacniacz LM386, mający bardzo złą opinię u niektórych użytkowników naszego Forum. LM386 na obciążeniu 8 Ω przy napięciu zasilania 6V potrafi oddawać do obciążenia dużo większą moc wyjściową przy mniejszych zniekształceniach harmonicznych, choć Twoim zdaniem Tomku układ ten został źle zaprojektowany, przez co cechuje się gorszym wykorzystaniem napięcia zasilającego

Podtrzymuję powyższą opinię, tym bardziej że na owo gorsze wykorzystanie napięcia składają się nie tylko większe straty napięcia na tranzystorach końcowych (co było nieuchronną konsekwencją rezygnacji z bootstrapu, tak skutecznego w układach UL1490, 1482, 1440 etc.) ale i bardzo zła symetria napięcia wyjściowego, czego zwłaszcza w układach scalonych niedasie usprawiedliwić.

Nieporównywalnie lepiej wypadł również wzmacniacz zbudowany przeze mnie na podstawie schematu wzmacniacza m.cz. z odbiornika Neywa-303, choć w tym przypadku porównanie nie jest zbyt obiektywne bo moc i zniekształcenia tamtego wzmacniacza mierzyłem dla obciążenia 27 Ω

.
Dla wykazania że to chybiona idea wystarczy rozważyć konsekwencje zastąpienia diody VT10 - wtórnikiem emiterowym z tranzystorem pnp komplementarnym do VT11, tak jak przystało. Tranzystorów przez to nie przybędzie, jako że w odbiorniku Neywa VT11 to także tranzystor, identycznego typu jak VT11 oraz VT9. Za to zmaleją straty napięcia nasycenia na VT9 (sumowane z napięciem przewodzenia VT10) bowiem odtąd VT9 będzie pełnił rolę już tylko stopnia sterującego, a nie także stopnia mocy dla ujemnej połówki. Dalej: wzrośnie wzmocnienie prądowe dla tejże połówki, zrównując się ze wzmocnieniem dla połówki dodatniej. Jak na razie - same zalety, żadnych wad w porównaniu ze stanem wyjściowym. Gdy natomiast odżałujemy koszt dwóch diod w rodzaju 1N4151, i włączymy je między bazy VT10 i VT11 - znacznie zmniejszy się skok napięcia na kolektorze VT9 przy przejściu przez zero, a prąd spoczynkowy stopnia mocy będzie jeszcze znikomy, tym samym jego ewentualna niestabilność nie będzie krytyczna, a zniekształcenia skrośne, zwłaszcza dla wyższych częstotliwości powinny wydatnie zmaleć. Niestety stabilność i powtarzalność symetrii na wyjściu będzie nadal problematyczna; świadczy o tym brak elementów kompensujących napięcie Ube tranzystora VT4 a także i użycie przez Ciebie peerki 50k w zasilaniu bazy tegoż.

Kolejną bardzo poważną wadą analizowanego układu są krytyczne wartości elementów. Takiego rozwiązania po prostu nie dałoby się zastosować w seryjnie produkowanych tanich odbiornikach tranzystorowych, gdyż przy masowej produkcji nie byłoby czasu na precyzyjne dobieranie rezystorów o bardzo dokładnej wartości, czy mozolne wyszukiwanie tranzystorów o ściśle określonych parametrach dla prawidłowego "zestrojenia" każdego egzemplarza radia

.
Przypomnę że w tamtych czasach peerki w układach tranzystorowych wzmacniaczy mocy były normą, właśnie z powodów które przytoczyłeś, przy tym zniknąwszy fakt ze użyte przeze mnie w symulacji tranzystory odbiegały od tych które zastosowałeś. Mieliśmy zatem peerkę na schemacie magnetofonu MK125 oraz ZK140 służącą dla symetryzacji napięcia wyjściowego(konsekwencja zastosowania uproszczonego jednostopniowego wzmacniacza napięciowego), względnie do nastawiania prądu spoczynkowego końcówki mocy (jak w przytaczanym przez Ciebie schemacie nowszej bida-komplementarnej końcówki mocy M2405S ale też i w radiomagnetofonie Grundig MK2500 na której wzorowałem polecany przez siebie schemat). A nierzadko jedną i drugą, jak w starszej quasi-komplementarnej końcówce mocy M2405S którą również przytaczałeś. Układ jaki polecem nie odbiega zatem na niekorzyść od tego co było ogólnie przyjęte i produkowane. To już uznaniu budowniczego pozostawiam wybór: dobierać rezystory czy kręcić peerkami. A jak nie chce ani jednego ani drugiego - no to pozostają układy scalone.

Rozwiązania tranzystorowych wzmacniaczy w rosyjskich odbiornikach z tamtych lat były genialne w swojej prostocie (jak na tamte czasy, co już wcześniej stwierdził w tym wątku Kol. Gustaw), gdyż działały poprawnie z każdym egzemplarzem tranzystora i każdym rezystorem o dokładności rezystancji rzędu 5, 10, czy nawet 20%.

Ani proste, ani też nie działały poprawnie na byle czym, ponieważ i Ty lekką ręką zastosowałeś peerkę dla ustawienia symetrii. Pomysłowe to były u nich wzmacniacze transformatorowe (patrz stara Selga), gdzie dwustopniowy przedwzmacniacz ze sprzężeniem galwanicznym pełnił zarazem rolę źródła prądowego polaryzującego stopień mocy. Oszczędzało się parę mA traconych w stosowanym zwykle do tego celu dzielniku oporowym, jak również prąd spoczynkowy stopnia mocy mało zależał od napięcia zasilania i temperatury.

By w zaproponowanym przez Ciebie Tomku układzie z posiadanymi przeze mnie egzemplarzami tranzystorów uzyskać prąd spoczynkowy 5 mA, musiałem zmienić rezystor R8 z 1 kΩ na 1,5 kΩ.

Nadal nie przyjmujesz do wiadomości że to konsekwencja użycia w symulacji tranzystora 2N3550, w realu zaś - BC178.

Gdy zwiększyłem jego wartość o zaledwie +5% w stosunku do tych 1,5 kΩ prąd spoczynkowy wzrósł z 5 mA do 9,823 mA (o prawie 100%!), dalsze zwiększenie rezystancji o kolejne 5% przyniosło zmianę wartości prądu spoczynkowego do 17,984 mA (to już prawie 400% wartości początkowej). Taka "apteczna" precyzja jest niedopuszczalna w masowej produkcji...

Dlatego często spotykało się nie tylko peerki do nastawiania pradu spoczynkowego, ale i rezystory emiterowe, choć te ostatnie oczywiście obniżają moc wyjściową i sprawność. Rezystorów tych nie miał m.in. MK2500, co było możliwe niechybnie dzięki większej skuteczności tranzystorowego układu polaryzacji w porównaniu z łańcuszkiem diod a niekiedy tylko termistorem.

O tym problemie sam zresztą napisałeś w kilku ostatnich wypowiedziach:

No a o czym świadczy ów mankament? O nieco za małym prądzie spoczynkowym stopnia sterującego (znów beta tranzystorów końcowych a ściślej tego dolnego była taka jaką... Microsim dał). Trzeba zastosować Q5 o większej becie lub głośnik o większej oporności, jeżeli to możliwe, a jeżeli nie - to zmniejszyć R10 (ale nie zanadto, bo niepotrzebnie wzrośnie pobór prądu), a następnie - stosownie do zwiększonego prądu - skorygować układ polaryzacji.

Dobieranie, dobieranie, dobieranie i kłopoty...

Dokładnie to samo możnaby powiedzieć o dowolnym innym wzmacniaczu, "genialnego" sowieckiego wynalazku nie wykluczając. Myślisz że jeśli wsadzisz tam BC211 do stopnia końcowego, to przy niezmienionej oporności obciążenia stopnia sterującego (akurat 0,82k, jak na analizowaym przeze mnie pełnokomplementarym schemacie, który Tobie działał niezadawalająco) lekką ręką uzyskasz pełną oczekiwaną moc wyjściową 2,64W przy 15V zasilania na głośniku 8 omów?

Też miałem podobny problem z BD354/355 (i niemało ich sfajczyłem ) podczas eksperymentów ze wzmacniaczem dużo większej mocy (do 15W) gdzie stopnie napięciowe były co prawda o wiele bardziej złożone, ale rezystorów emiterowych nie było (...)

Niemniej jednak udało się w końcu uzyskać niezawodną pracę (nawet w warunkach zwarcia, oczywiście w obecności ogranicznika). Popełniłem też jeszcze mocniejszą wersję układu pozbawionego rezystorów emiterowych, tym razem o mocy 40W/4omy z zastosowaniem pary komplementarnej 2N3055/BDX18 sterowanych i stabilizowanych przez dwie pary BD354/355 umieszczonych na wspólnym radiatorze z tranzystorami mocy. Tym razem uniknąłem jakichkolwiek zniszczeń, odłożyłem jednak wykonane i uruchomione końcówki na półkę, m.in z uwagi na znaczne straty napięcia w stopniach sterujących (co nie ma jednak nic wspólnego z brakiem rezystorów w stopniu mocy a jest konsekwencją chęci zastosowania przeciwsobnego napięciowego stopnia sterującego wymagającego sporych rezystorów emiterowych w tranzystorach zwierciadła prądowego) a tym samym czyni celowym stosowanie skomplikowanego czteronapięciowego zasilacza (podwyższone napięcie zasilające stopień sterujący). Gdy uporam się już z amplitunerem stereo, wyposażonym w pewniejszy, wypróbowany układ końcówek mocy - wrócę do tamtej idei, mając możliwość porównań.

Do dalszego badania prostych wzmacniaczy tranzystorowych wrócę niebawem. Wtedy też postaram się odpisać na Twoje Tomku wcześniejsze posty.

Chyba i z odpisaniem na niniejszy post będziesz miał dosyć roboty

Pozdrawiam
Tomek

[Romekd]

Czołem.
Nie wiem od czego zacząć, więc może spróbuję odpowiedzieć na starsze posty, napisane przez Tomka:

Przyznam, że nie bardzo rozumiem jak możesz rozdzielać układ, licząc wzmocnienie dopiero od kolektora VT6

.
Przypomnę: porównywałem z osobna wzmocnienie prądowe dla połówki dodatniej (VT7, VT9 i VT11), dla ujemnej (VT7 i VT9), wreszcie dla stanu przejściowego (tylko VT7).

W omawianym układzie wzmocnienie prądowe (i napięciowe) zapewniają tranzystory VT4, VT6 i VT7. Tego wzmocnienia w układzie jest aż zanadto, jak na potrzeby wysterowania autotransformatora z głośnikiem.

Co nie zmienia faktu że wzmocnienie stopnia końcowego zmienia się tysiące razy w zależności od wartości chwilowej napięcia wyjściowego. Skoro w jednym stanie wzmocnienia jest aż zanadto - to w innym okazuje się ono stanowczo za duże, o czym świadczą kłopory Gustawa z samowzbudzeniami które musiał tłumić kondensatorami o znacznej pojemności. Po co stwarzać sobie takie problemy poprzez przyjęcie nieoptymalnej konfiguracji wzmacniacza?

Moim zdaniem jest to zupełnie błędne rozumowanie, choć niestety też udzielił mi się w pewnym momencie Twój sposób analizy wzmacniacza w odbiorniku "Neywa-303" i sam zacząłem liczyć wzmocnienia poszczególnych tranzystorów i je mnożyć . W rzeczywistości wzmocnienia prądowe, ich ogromne i różne wartości dla połówek dodatnich i ujemnych sygnału nie mają najmniejszego znaczenia. Zarówno zaprojektowany przez Ciebie, jak i stosowany w rosyjskich odbiornikach wzmacniacz składają się z dwóch zasadniczych bloków - wzmacniacza napięciowego (zapewniającego całkowite wzmocnienie wzmacniacza po zamknięciu pętli NFB; oznaczyłem go kolorem zielonym) oraz wzmacniacza prądu (wtórnika napięcia, zapewniającego wzmocnienie prądu i dopasowanie wyjścia do niekiej impedancji głośnika; oznaczyłem kolorem żółtym), którego wzmocnienie napięciowe jest minimalnie tylko mniejsze od jedności. Oba wzmacniacze można narysować np. w taki sposób:

Wzmacniacz napięciowy jest zrealizowany niemal identycznie na obu schematach. Rosjanie zastosowali tranzystory o odwrotnej polaryzacji, musieli je więc inaczej zasilić (kwestia masy i plusa jest umowna).
Stopień wyjściowy w obu przypadkach robi to samo, czyli wzmacnia prąd, nie zmieniając wartości amplitudy sygnału. Dzięki pełnym ujemnym sprzężeniom zwrotnym w obu blokach wzmacniaczy prądu (bloki w kolorze żółtym) ich wzmocnienie napięciowe jest zbliżone do jedności, choć w układzie z radyjka wzmocnienie prądowe jest nieporównywalnie większe, gdyż w jego kształtowaniu bierze udział kilka tranzystorów jednocześnie, a nie jak w Twoim Tomku układzie tylko jeden z dwóch tranzystorów końcowych. Dla bardzo małych prądów wyjściowych oba wzmacniacze prądu działają w klasie A (z prądem płynącym przez oba tranzystory końcowe). Jeżeli wzmocnienie prądowe wzmacniacza prądu jest wystarczające lub wyższe od niezbędnego, to wzmacniacze działają poprawnie, aż do przesterowania się zbyt dużym sygnałem ze stopnia sterującego. To, że przy pewnym wysterowaniu w rosyjskim wzmacniaczu jeden z tranzystorów się wyłącza i dla jednej z połówek sinusoidy działa tylko drugi tranzystor i szeregowo włączona otwarta dioda, nie ma znaczenia, gdyż dioda ta i tranzystor przełączają się tak szybko, że dla wzmacnianych sygnałów procesy te nie mają najmniejszego znaczenia. Taka dioda stosowana była w tysiącach różnych wzmacniaczy, i to nawet wzmacniających sygnały o częstotliwościach kilkaset razy wyższych od najwyższych częstotliwości akustycznych. Zerknij na budowę różnych wzmacniaczy wizyjnych, pracujących w odbiornikach telewizyjnych z częstotliwościami do 6 MHz, a w monitorach komputerowych jeszcze wyższymi... Ta dioda zawsze zdążała się w porę załączać i wyłączać, podobnie jak tranzystory. Rozwiązania układowe tych wzmacniaczy nieco przypominają to zastosowane w radiu "Neywa-303". Poniżej w załączniku zamieściłem schemat wzmacniacza wizji, który był stosowany w jednym z rosyjskich telewizorów czarno-białych:

I wzmacniacz wizyjny naszego Jowisza, bodajże modelu TC-500 (jest w nim nawet sprzężenie bootstrap... ):

Oraz inny wzmacniacz, z jeszcze większą ilością tranzystorów i diod przełączających się w czasie pracy układu. Dodatkowe tranzystory pozwalały dokonywać pomiaru prądu każdej z katod dla kilku wyświetlanych powyżej górnej krawędzi ekranu linii (niewidocznych na obrazie), dzięki czemu w odbiorniku działała automatyka dostosowująca poziom wysterowania poszczególnych katod odpowiednio do poziomu ich emisji (ARW "bieli i czerni").

Wracając do wzmacniacza "Neywa-303"...

Moje zastrzeżenia dotyczyły braku bootstrapu w tym miejscu. Gdyby był - to prąd VT6 zmieniałby się w węższym zakresie, zamiast od maksymalnej wartości do niemal zera (przy wysokim napięciu chwilowym na wyjściu). Dałoby to nie tylko większe wzmocnienie całości, ale pozwoliło ograniczyć zniekształcenia przynajmniej w stopniu z VT6.

Ja bym zamiast rezystora 39k (z kolektora VT6 do plusa) użył rezystora o dużo niższej rezystancji, włączonego między bazę i emiter tranzystora VT7. Uzyskało by się w ten sposób "źródło prądowe" dla VT6, zasilane z bootstrapu :

Nie bardzo też rozumiem co rozumiesz przez pełną "symetrię" układu. Przecież żaden stopnień wzmacniający z jednym tranzystorem (niezależnie od przyjętej konfiguracji) tak naprawdę nie jest do końca symetryczny.

Ale tu mamy do czynienia z niesymetrią liczoną w pojedynczych procentach, nie zaś tysiącach procent!

Twój układ też cechuje się ogromną niesymetrią. Tranzystor sterujący Q2 może oddawać do tranzystora końcowego Q4 prąd sięgający kilkudziesięciu mA, a tranzystorowi końcowemu Q5 musi wystarczyć nędzny prąd dostarczany z rezystora bootstrapu R10 (wartość rezystora można co prawda zmniejszyć, ale przy zasilaniu bateryjnym wzmacniacza jest to nieekonomiczne), który przy zasilaniu układu napięciem 5 V ma wartość zaledwie 2,24 mA. Dzięki temu w Twoim rozwiązaniu tranzystor Q4 może mieć małe wzmocnienie, ale Q5 musi mieć największe z możliwych do uzyskania w BC313.16, a i tak pewnie okaże się ono za małe przy obciążeniu wyjścia rezystancją 8 Ω i zasileniu układu nieco wyższym napięciem.

Zrobiłem eksperyment i dodałem dodatkowy tranzystor BC560C do BC313, tworząc układ Darlingtona. Parametry układu poprawiły się diametralnie... Po zmianie dolnemu "Darlingtonowi" nie brakowało napięcia na bazie w zakresie niskich wartości, gdyż te dostarczał bootstrap, a górnemu nie brakowało prądu, bo ten zapewniał tranzystor sterujący Q2. By układ ze sprzężeniem tego typu działał poprawnie, prąd tranzystora sterującego powinien być co najmniej pięć razy większy od największego szczytowego prądu pobieranego przez bazy tranzystorów końcowych przy pełnym wysterowaniu. Radziecki układ spełnia to wymaganie z dużym zapasem (choć ma inne wady...), podany przez Ciebie niestety nie spełnia (zastosowany w nim bootstrap, z takimi wartościami elementów i użytymi podzespołami, nie ma większego sensu... ).

To co chciałbym przekazać, mogę rozłożyć na kilka postów, gdyż w tym nie mogę już wysyłać kolejnych załączników (znowu coś się "posypało" ). Jeżeli jeszcze Was Koledzy i Ciebie Tomku nie zanudziłem swoim marudzeniem, mogę kontynuować, w kolejnych postach...

Pozdrawiam serdecznie
Romek

[Tomek Janiszewski]

Wzmacniacz napięciowy jest zrealizowany niemal identycznie na obu schematach.

Zaś sowiecki stopnień mocy (prądowy) - to tak naprawdę kompletny wzmacniacz wywodzący się z "mojego" schematu, objęty 100% napięciowym USZ. VT7 (na tym oto schemacie, dla ustalenia uwagi):
jest tranzystorem wejściowym, VT9 - sterującym, VT11 - tranzystorem końcowym npn pary komplementarnej, VT10 zaś robi w połączeniu diodowym za "tranzystor pnp" tejże pary, mający "wzmocnienie prądowe" równe jedności. Taki stopień mocy włączony jest w typową już strukturę, zastępując typowy dwutranzystorowy komplementarny stopień wyjściowy. Ot taki kamień na kamieniu, na kamieniu kamień a na tym kamieniu jeszcze jeden kamień. Tylko właściwie po co?

Stopień wyjściowy w obu przypadkach robi to samo, czyli wzmacnia prąd, nie zmieniając wartości amplitudy sygnału.

Tu zgoda.

Dzięki pełnym ujemnym sprzężeniom zwrotnym w obu blokach wzmacniaczy prądu (bloki w kolorze żółtym) ich wzmocnienie napięciowe jest zbliżone do jedności, choć w układzie z radyjka wzmocnienie prądowe jest nieporównywalnie większe, gdyż w jego kształtowaniu bierze udział kilka tranzystorów jednocześnie,

Trzeba jednak brać pod uwagę przypadek najmniej korzystny. Zostawiając na razie na boku stan przejściowy - dla połówki ujemnej we wzmacnianiu sygnału biorą udział tranzystory VT7 i VT9. Czyli dostarczają wzmocnienia takiego jakiego dostarczyłby w tym miejscu dwutranzystorowy układ Sziklay'ego. Można by to wzmocnienie jeszcze wydatnie zwiększyć, wyrównując z wzmocnieniem dla połówki dodatniej poprzez zastąpienie VT10 w połączeniu diodowym - normalnie włączonym tranzystorem pnp. Zapewne przyniosłoby to nieznaczną tylko korzyść jeśli idzie o wzmocnienie (już przy dwóch tranzystorach jest ono wystarczająco duże), ale straty napięcia zasilającego byłyby mniejsze, ponieważ VT9 pracowałby przy małym prądzie. Pełny prąd obciążenia dla połówki ujemnej płynąłby już tylko przez VT10. Dlaczego więc kurczowo trzymać się idei owej diody VT10?

a nie jak w Twoim Tomku układzie tylko jeden z dwóch tranzystorów końcowych.

Jakbym się uparł - mógłbym zastąpić oba tranzystory końcowe w proponowanym przez siebie wzmacniaczu układami Sziklay'ego, względnie zastosować konfigurację quasi-komplementarną (z końcowymi tranzystorami pnp, aby nie zwiększać strat napięcia wyjściowego, co jest krytyczne w układach przeznaczonych do zasilania z baterii). I wtedy miałbym równie duże wzmocnienie prądowe stopnia końcowego jak we wzmacniaczu neywowskim.

Dla bardzo małych prądów wyjściowych oba wzmacniacze prądu działają w klasie A (z prądem płynącym przez oba tranzystory końcowe).

Ale co w tym momencie masz na myśli poprzez "tranzystory końcowe"? VT9 tak naprawdę dla żadnej chwilowej wartości sygnału tranzystorem końcowym nie jest. Tranzystorowi końcowemu dla ujemnej połówki sygnału odpowiada tutaj dioda VT10, bowiem to przez nią musi przepływać wówczas sygnał, jak przez złącze emiterowe normalnie tutaj stosowanego tranzystora pnp. Istnieje taki zakres prądów wejściowych, kiedy to nie przewodzi ani VT9, ani VT11, jak w klasie C. Sytuację usiłuje wówczas ratować VT7, ale wówczas wzmocnienie prądowe jest najmniejsze, równe wzmocnieniu pojedynczego wtórnika emiterowego. Jak w "moim" wzmacniaczu. Tylko właściwie po co w takim razie większe wzmocnienie dla innych chwilowych wartości sygnału?

To, że przy pewnym wysterowaniu w rosyjskim wzmacniaczu jeden z tranzystorów się wyłącza i dla jednej z połówek sinusoidy działa tylko drugi tranzystor i szeregowo włączona otwarta dioda, nie ma znaczenia, gdyż dioda ta i tranzystor przełączają się tak szybko, że dla wzmacnianych sygnałów procesy te nie mają najmniejszego znaczenia. Taka dioda stosowana była w tysiącach różnych wzmacniaczy, i to nawet wzmacniających sygnały o częstotliwościach kilkaset razy wyższych od najwyższych częstotliwości akustycznych. Zerknij na budowę różnych wzmacniaczy wizyjnych, pracujących w odbiornikach telewizyjnych z częstotliwościami do 6 MHz, a w monitorach komputerowych jeszcze wyższymi... Ta dioda zawsze zdążała się w porę załączać i wyłączać, podobnie jak tranzystory.

Oko ludzkie jest mało wrażliwe na to co dzieje się we wzmacniaczu wizyjnym. Podobnie jak i ucho podczas odsłuchu przez kiepski głośniczek odbiornika "Neywa". Ale z lepszym głośnikiem można się obawiać że stany przejściowe negatywnie wpłyną na odsłuch. Podobnie jak i tranzystory końcowe mocniejsze a tym samym wolniejsze od KT315/361 (zwracam uwagę że u sowieckiego producenta KT3XX oznaczało tranzystory małej mocy wielkiej częstotliwości!

Ja bym zamiast rezystora 39k (z kolektora VT6 do plusa) użył rezystora o dużo niższej rezystancji, włączonego między bazę i emiter tranzystora VT7. Uzyskało by się w ten sposób "źródło prądowe" dla VT6, zasilane z bootstrapu

To zapewne działałoby poprawnie.

Twój układ też cechuje się ogromną niesymetrią. Tranzystor sterujący Q2 może oddawać do tranzystora końcowego Q4 prąd sięgający kilkudziesięciu mA, a tranzystorowi końcowemu Q5 musi wystarczyć nędzny prąd dostarczany z rezystora bootstrapu R10

Ale mój układ pozostanie symetryczny tak długo jak długo nie zabraknie tranzystorowi Q5 owego "nędznego" prądu z R10. Wszak i Q4 nie weźmie z Q2 więcej prądu niż mu potrzeba. Do nasycenia Q4 nigdy nie dojdzie: wcześniej nasyci się Q2. Może natomiast dojść do nasycenia Q5, o ile tylko prąd bootstrapu okaże się wystarczający do pełnego wysterowania. Ale jedno i drugie byłoby tożsame z przesterowaniem wzmacniacza, w normalnych warunkach do tego nie dochodzi.

(wartość rezystora można co prawda zmniejszyć, ale przy zasilaniu bateryjnym wzmacniacza jest to nieekonomiczne), który przy zasilaniu układu napięciem 5 V ma wartość zaledwie 2,24 mA. Dzięki temu w Twoim rozwiązaniu tranzystor Q4 może mieć małe wzmocnienie, ale Q5 musi mieć największe z możliwych do uzyskania w BC313.16, a i tak pewnie okaże się ono za małe przy obciążeniu wyjścia rezystancją 8 Ω i zasileniu układu nieco wyższym napięciem.

A ja podejrzewam że trafiłeś po prostu na trefny egzemplarz BC313-16, którego wzmocnienie szybko maleje ze spadkiem prądu. Bywają różne przypadki, także i takie że z kolei bardzo małych prądów bazy tranzystor jest "głuchy": prąd kolektora nie płynie. A mimo to jeden i drugi tranzystor przechodzi testy fabryczne i nawet otrzymuje cechę, warunki zawarte w katalogu wszak spełnia. Nikt nie sprawdza jak zachowuje się on dla prądów większych i mniejszych od np. 150mA oraz 500mA. Mam taki zwyczaj że zawsze sprawdzam takie pozakatalogowe parametry tranzystora, o ile mogą one okazać się krytyczne w układzie w jakim ma być zastosowany. W przypadku końcówki mocy - zmierzyłbym wzmocnienie prądowe dla przewidywalnego maksymalnego prądu kolektora przy zerowym napięciu baza - kolektor. Innymi słowy - włączając miliamperomierz między bazę a kolektor i zasilając całość znanym prądem przez odpowiednio dobrany rezystor.

Zrobiłem eksperyment i dodałem dodatkowy tranzystor BC560C do BC313, tworząc układ Darlingtona. Parametry układu poprawiły się diametralnie...

Konsekewntnie należało zrobić to i z "górnym" tranzystorem komplementarnym, jednak tutaj należałoby zastosować układ Sziklay'ego, jak to zaproponowałem już wyżej.

By układ ze sprzężeniem tego typu działał poprawnie, prąd tranzystora sterującego powinien być co najmniej pięć razy większy od największego szczytowego prądu pobieranego przez bazy tranzystorów końcowych przy pełnym wysterowaniu.
Radziecki układ spełnia to wymaganie z dużym zapasem (choć ma inne wady...), podany przez Ciebie niestety nie spełnia (zastosowany w nim bootstrap, z takimi wartościami elementów i użytymi podzespołami, nie ma większego sensu... ).

Pojęcia nie mam skąd wziąłeś to "co najmniej 5 razy". W zupełności wystarczyłby kilku-kilkunastoprocentowy nadmiar tego prądu, uwzględniający najbardziej niekorzystne przypadki, m.in. obniżenie temperatury, kiedy to "beta" nieco maleje. No i nie muszę chyba po raz kolejny dodawać że z byle czego dobrego wzmacniacza się nie zrobi. Stare acetki i adetki w najbardziej niekorzystnych warunkach miały wzmocnienie prądowe sięgające a nawet przekraczające setkę, Ty zaś formułujesz tak kategoryczne wnioski na podstawie jednego doświadczenia z podejrzanym egzemplarzem BC313. Z kolei w sowieckim układzie krytyczny pod względem wysterowalności okazuje się VT11. I on musi zadowolić się "nędznym" jak to określiłeś prądem określanym przez bootstrapowany rezystor 1,5k (idący na autotransformator wyjściowy). Gdyby ten prąd okazał się za mały (albo beta VT11 okazałaby się przy pełnym prądzie obciążenia zbyt niska) - to cudów nie ma, dodatkowego prądu wymaganego do pełnego wysterowania nie dostarczyłby ani VT7, ani VT9. A dowolnie zmniejszać R5 nie możemy z uwagi na pobór prądu z baterii, bowiem ten rezystor w pełni odpowiada rezystorowi R10 na moim schemacie, mimo że wchodzi w skład owej "wewnętrznej" końcówki mocy, jaką wyróżniłem na wstępie. Pamiętaj przy tym że sowiecka końcówka mocy pracuje na faktyczną impedancję obciążenia 32 omy, a więc większą od normalnie spotykanych.

Jeżeli jeszcze Was Koledzy i Ciebie Tomku nie zanudziłem swoim marudzeniem, mogę kontynuować, w kolejnych postach...

A dawaj dalej!

Pozdrawiam
Tomek

[Romekd]

jest tranzystorem wejściowym, VT9 - sterującym, VT11 - tranzystorem końcowym npn pary komplementarnej, VT10 zaś robi w połączeniu diodowym za "tranzystor pnp" tejże pary, mający "wzmocnienie prądowe" równe jedności. Taki stopień mocy włączony jest w typową już strukturę, zastępując typowy dwutranzystorowy komplementarny stopień wyjściowy. Ot taki kamień na kamieniu, na kamieniu kamień a na tym kamieniu jeszcze jeden kamień. Tylko właściwie po co?

Tomku, tego właśnie podejścia w Twojej analizie wzmacniacza z "Neywy-303" nie rozumiem W Twoim układzie tranzystory pełnią zawsze te same ściśle określone funkcje - sterujący pozostaje sterującym, a wyjściowy wyjściowym. W radzieckim rolę tranzystorów dynamicznie się zmieniają. VT9 raz jest tranzystorem sterującym, a raz końcowym, zależnie od wartości i kierunku prądu, który płynie do obciążenia. Tranzystor VT10 w połączeniu diodowym "robi" za diodę, bo w tym miejscu ma być po prostu szybka dioda przełączająca. VT10 nie jest więc ułomnym tranzystorem ze wzmocnieniem równym jeden, a właśnie diodą. To układ wzmacniacza prądu o konfiguracji "przełącznikowej" (nazwa wymyślona teraz przeze mnie), zupełnie innej niż ta proponowana przez Ciebie. Była stosowana w milionach sztuk odbiorników radiowych i telewizyjnych, głownie w tych posiadających możliwość pracy z baterii, ale nie tylko. Ta konfiguracja ma swoje zalety i wady, i nie pokrywają się one z wadami i zaletami proponowanego przez Ciebie rozwiązania, które też jest bardzo popularne i też było stosowane w milionach innych urządzeń ze wzmacniaczami niskiej częstotliwości. Przedstawiłem Ci kilka przykładowych wzmacniaczy niskiej częstotliwości wizji, bo dla wizji przedział od DC do kilku MHz też był określany jako "sygnał niskiej częstotliwości" tyle że wizji, w odróżnieniu od częstotliwości "pośredniej" wizji i "wysokiej" cz. wizji. Czy w przypadku wizyjnych wzmacniaczy sterujących lampą kineskopową też zamierzasz twierdzić, że inżynierowie się pomylili i dali tam diodę zamiast tranzystorów w układzie komplementarnym? Widziałeś kiedyś wysokonapięciowy wzmacniacz sterujący lampą kineskopową w proponowanej przez Ciebie konfiguracji? Wysokonapięciowe tranzystory pnp w.cz. były już w tamtych czasach produkowane.
Wzmacniaczy z "przełączanymi" tranzystorami było naprawdę mnóstwo. W linku poniżej można np. zobaczyć wzmacniacz audio na czterech tranzystorach, w którym też jest ta dioda (trochę marna jakość tego schematu, ale myślę, że każdy elektronik bez problemu znajdzie na nim wzmacniacz m.cz.):

http://www.radteh.ru/images/raznoe/image516.jpg

Spieranie się, które z rozwiązań jest lepsze, przypomina mi trochę dyskusję o wyższość świąt Bożego Narodzenia nad Wielkanocnymi...
Spróbuję przedstawić wyniki pomiarów wzmacniacza z tranzystorami komplementarnymi w stopniu wyjściowym i opiszę jego wady, bo zalety są dobrze znane. Analizę przeprowadziłem oscyloskopem o czterech izolowanych wejściach (Tektronix TPS-2024), gdyż to urządzenie pozwoliło równocześnie zobaczyć zmiany napięć w wielu miejscach wzmacniacza. Wejście pierwsze oscyloskopu (rysujące przebieg w kolorze niebieskim, na samej górze ekranu) podłączyłem do bazy górnego tranzystora końcowego, a drugie do bazy dolnego tranzystora (przebieg w kolorze żółtym). Masę tych dwóch wejść podłączyłem do połączonych ze sobą emiterów obu tranzystorów. W ten sposób można było obserwować zmiany napięć na złączach baza-emiter (dochodzące do 1 V dla obciążenia wzmacniacza rezystancją 8 Ω) po wysterowaniu wzmacniacza. Wejście trzecie oscyloskopu podłączyłem między plus zasilania i bazę tranzystora Q2 (różowy kolor przebiegu, wyświetlany pośrodku ekranu w trybie AC oscyloskopu, pozostałe wejścia ustawione w trybie DC). Czwarte wejście rejestrowało sygnał wyjściowy za kondensatorem względem masy wzmacniacza (kolor zielony). Wartości czułości poszczególnych wejść jak i pozostałe parametry oscyloskopu są widoczne w dolnej części ekranu, w bocznej natomiast wyświetlane są wartości międzyszczytowe napięć wszystkich czterech sygnałów i ich częstotliwość. Tak zmieniały się napięcia w tych punktach wzmacniacza dla niezniekształconego jeszcze sygnału (obciążenie wzmacniacza stanowił rezystor 16 Ω) przy napięciu zasilania układu równym 5 V:

Przy częstotliwości zwiększonej z 1 kHz do 20 kHz też niewiele się zmieniło, poza amplitudami na bazach tranzystorów końcowych, gdyż przy 1 kHz były nierówne (kondensator blokujący bazy tranzystorów miał pojemność 2,2 μF, choć Ty Tomku proponowałeś wartość 0,1 μF, przy którym amplitudy na bazach różniły się już znacznie oraz w ogóle zmieniało się średnie napięcie między bazami tranzystorów po wysterowaniu wzmacniacza).

Poniżej roszerzeony przebieg po zmianie podstawy czasu w oscyloskopie:

Przy zwiększaniu amplitudy sygnału sterującego pierwsze uległy obcięciu górne połówki połówki przebiegu, co świadczyło o początku nasycania się tranzystora Q2 (zaczyna być to widać, choć jeszcze mało wyraźnie - przebieg różowy). Odkształcenie przebiegu napięcia Ube tranzystora Q2 świadczy o próbie większego wysterowania go przez tranzystor Q1:

Dalsze zwiększanie amplitudy sygnału podawanego na wejście wzmacniacza sprawiło, że zciekształcenia przebiegów stały się większe i dobrze widoczne:

W tym momencie prób dodałem tranzystor BC560C do dolnego tranzystora, tworząc układ Darlingtona. Podniosłem też napięcie zasilania wzmacniacza do 9 V, przy którym poprzednia jego wersja dość kiepsko dawała sobie radę z wysterowaniem obciążenia 8 Ω (obciążenie też od tego momentu zmieniłem na 8,2 Ω). W dalszym ciągu dodatnie połówka sinusoidy pierwsza ulega przesterowaniu, co świadczy o braku symetrii przebiegu sterującego bazami tranzystorów końcowych - efekt stosowania bootstrapu... Jednak udało się uzyskać wartość międzyszczytową nieprzesterowanego sygnału wyjściowego na poziomie 7 V, czyli mniejszą już tylko o 2 V od napięcia zasilania (zbliżyłem w ten sposób parametry testowanego układu do parametrów kostki LM386). Nie zmieniłem rezystorów polaryzujących tranzystor Q3, przez co tranzystory końcowe pracowały bez prądu spoczynkowego (widać przeskoki w napięciach na bazach Q4 i Q5):

Mimo braku prądu spoczynkowego w przebiegu wyjściowym nie widać zniekształceń "przejścia przez zero" przy częstotliwości 20 kHz (pewnie stałyby się widoczne przy mniejszej amplitudzie sygnału). Przed następnym pomiarem zmieniłem rezystory przy Q3 uzyskując prąd spoczynkowy na poziomie 5 mA. Tak wtedy wyglądały przebiegi na tranzystorach:

A tak wyglądało stanowisko, na którym dokonywałem tych pomiarów:

Przepraszam za błędy. Przez ostanie dwie doby spałem cztery godziny

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Trzeba jednak brać pod uwagę przypadek najmniej korzystny. Zostawiając na razie na boku stan przejściowy - dla połówki ujemnej we wzmacnianiu sygnału biorą udział tranzystory VT7 i VT9. Czyli dostarczają wzmocnienia takiego jakiego dostarczyłby w tym miejscu dwutranzystorowy układ Sziklay'ego.

Dokładnie tak się dzieje. Można też uznać rezystor w obwodzie kolektora VT7 jako niezbędny do zapewnienia przepływu odpowiedniego prądu spoczynkowego przez tranzystor VT11.

Można by to wzmocnienie jeszcze wydatnie zwiększyć, wyrównując z wzmocnieniem dla połówki dodatniej poprzez zastąpienie VT10 w połączeniu diodowym - normalnie włączonym tranzystorem pnp.

To byłaby zmiana tamtej idei układowej na Twoją. To trochę tak jakby się twierdziło, że inny kolor skóry niż biały jest błędem natury i należy koniecznie poprawić ten błąd, zachęcając ludzi do przeszczepu skóry na "właściwą". Coś po prostu jest inne, i to wcale nie oznacza, że jest gorsze i trzeba to zmieniać... Jeśli komuś nie podoba się takie rozwiązanie, niech stosuje inne, ale niech nie zmusza tych pierwszych by też zmienili swoje nastawienie do pewnego rozwiązania.

ale straty napięcia zasilającego byłyby mniejsze, ponieważ VT9 pracowałby przy małym prądzie. Pełny prąd obciążenia dla połówki ujemnej płynąłby już tylko przez VT10. Dlaczego więc kurczowo trzymać się idei owej diody VT10?

W tak przez Ciebie forsowanym układzie nie udało mi się uzyskać napięcia wyższego niż w tym z radyjka (zmodyfikowanym przeze mnie; dla przypomnienia wartość Vpp na wyjściu tamtego układu była niższa od zasilającego o zaledwie 1 V, i to dla całego przedziału napięć zasilających). Przy niskich napięciach zasilania wzmacniacz radyjka dawał na przyrządach znacznie mniejsze zniekształcenia (0,2%) niż Twój Tomku (1,4%). Może wynikało to ze znacznego obcięcia pasma w radzieckim wzmacniaczu, tego nie wiem W Twoim układzie udało mi się jedynie zbliżyć parametrami do parametrów "marnego" LM386. Przyczyną niskiego napięcia wyjściowego w układzie z parą komplementarną tranzystorów krzemowych jest "rozsunięcie" napięcia na bazach Q4 i Q5, przez co dla Q2 przy zasilaniu układu napięciem 5 V pozostaje niecałe 1,8 V. Gdy od tej wartości odejmie się wzrost spadku napięcia na złączu baza-emiter tranzystora Q4 po jego wysterowaniu (zmienia się ono wtedy z 0,65 V na 0,8...0,9 V) oraz uwzględni się spadek napięcia na Q2 po jego nasyceniu, to na wyjściu można liczyć na co najwyżej 1,5 V wartości szczytowej, czyli nieco ponad 1 V wartości skutecznej Nic więcej się z tego układu, przy takim zasilaniu, nie "wyczaruje"...

Tranzystory jako elementy są bardzo nieliniowe. Bez ujemnych sprzężeń zwrotnych, lokalnych i globalnych, nie nadawałyby się do wzmacniania sygnałów audio wysokiej jakości. Dla wzrostu napięcia baza-emiter o każde 60 mV, prąd kolektora narasta o dekadę. Fajnie to widać na przebiegach oscyloskopowych dla napięć baza-emiter tranzystorów BC211 i BC313.

By układ ze sprzężeniem tego typu działał poprawnie, prąd tranzystora sterującego powinien być co najmniej pięć razy większy od największego szczytowego prądu pobieranego przez bazy tranzystorów końcowych przy pełnym wysterowaniu.
Radziecki układ spełnia to wymaganie z dużym zapasem (choć ma inne wady...), podany przez Ciebie niestety nie spełnia (zastosowany w nim bootstrap, z takimi wartościami elementów i użytymi podzespołami, nie ma większego sensu... ).

Pojęcia nie mam skąd wziąłeś to "co najmniej 5 razy". W zupełności wystarczyłby kilku-kilkunastoprocentowy nadmiar tego prądu, uwzględniający najbardziej niekorzystne przypadki, m.in. obniżenie temperatury, kiedy to "beta" nieco maleje. No i nie muszę chyba po raz kolejny dodawać że z byle czego dobrego wzmacniacza się nie zrobi. Stare acetki i adetki w najbardziej niekorzystnych warunkach miały wzmocnienie prądowe sięgające a nawet przekraczające setkę, Ty zaś formułujesz tak kategoryczne wnioski na podstawie jednego doświadczenia z podejrzanym egzemplarzem BC313.

Dla mnie ważnym celem stosowania sprzężenia bootstrap jest zwiększenie rezystancji obciążenia kolektora tranzystora, który objęty jest tym typem sprzężenia. Powoduje to bardzo duży wzrost wzmocnienia takiego stopnia, dzięki czemu wzrasta całkowite wzmocnienie wzmacniacza dla otwartej pętli globalnego ujemnego sprzężenia zwrotnego. To z kolei daje nam większy zapas tego wzmocnienia w stosunku do wzmocnienia wzmacniacza z zamkniętą pętlą sprzężenia, więc przyczynia się do poprawienia wszystkich parametrów wzmacniacza, w tym najważniejszych - pasma przenoszenia i poziomu zniekształceń harmonicznych. Ty natomiast najwyraźniej chcesz likwidować te zalety bootstrapu, zwiększając obciążenia tranzystora Q2 prądami tranzystorów Q4 i Q5 i to zabierających prąd w 100% (będzie to obciążenie bardzo nieliniowe). W moim przekonaniu jest to duży błąd.

Pozdrawiam
Romek

[Tomek Janiszewski]

Tomku, tego właśnie podejścia w Twojej analizie wzmacniacza z "Neywy-303" nie rozumiem W Twoim układzie tranzystory pełnią zawsze te same ściśle określone funkcje - sterujący pozostaje sterującym, a wyjściowy wyjściowym. W radzieckim rolę tranzystorów dynamicznie się zmieniają. VT9 raz jest tranzystorem sterującym, a raz końcowym, zależnie od wartości i kierunku prądu, który płynie do obciążenia. Tranzystor VT10 w połączeniu diodowym "robi" za diodę, bo w tym miejscu ma być po prostu szybka dioda przełączająca. VT10 nie jest więc ułomnym tranzystorem ze wzmocnieniem równym jeden, a właśnie diodą. To układ wzmacniacza prądu o konfiguracji "przełącznikowej" (nazwa wymyślona teraz przeze mnie), zupełnie innej niż ta proponowana przez Ciebie.

No to w takim razie z innej beczki. Zastosuj tym razem w roli diody - złącze baza-emiter tranzystora pnp, pozostawiając kolektor niepodłączony do niczego. Będzie nadal działać dokładnie tak jak sobie to wyobrażasz? Będzie. Więc dołącz teraz do masy niewykorzystywany dotąd kolektor - i co to zmieni na gorsze? Śmiem twierdzić że nic, za to odciąży VT9 który odtąd będzie pracował z małym prądem kolektora, już tylko jako stopień sterujący. Wykorzystanie napięcia zasilania poprawi się: jakie zatem widzisz przeciwwskazania, poza rzecz jasna ewentualnym brakiem odpowiedniego tranzystora pnp?

Była stosowana w milionach sztuk odbiorników radiowych i telewizyjnych, głownie w tych posiadających możliwość pracy z baterii, ale nie tylko. Ta konfiguracja ma swoje zalety i wady, i nie pokrywają się one z wadami i zaletami proponowanego przez Ciebie rozwiązania

Te zalety które masz na myśli (mała wrażliwość rzekomego prądu spoczynkowego na napięcie zasilania i temperaturę) wynika stąd że właściwego prądu spoczynkowego brak, a głębokie USZ zmniejsza zniekształcenia skrośne na tyle że na pierwszy rzut oka ich nie widać. To samo można osiągnąć i po zastąpieniu VT10 w połączeniu diodowym - tranzystorem pnp, tak jak to opisałem wyżej.

które też jest bardzo popularne i też było stosowane w milionach innych urządzeń ze wzmacniaczami niskiej częstotliwości.

Rzekłbym że wzmacniacze komplementarne były one nieporównanie częściej stosowane od "przełącznikowych", z wyjątkiem CCCP. Podejrzewam że przyczyną tego stanu rzeczy, w sytuacji gdy pary komplementarne produkowali, był fakt że produkowane od dawien dawna rodziny MP35...38 (npn, wcześniej P8...P12) oraz MP39...41 (pnp, wcześniej P13...P15) charakteryzowały się niskim dopuszczalnym prądem kolektora (40mA wartości średniej, mniej niż nasze tegespięćdziesiątki!). Mocniejsze, ale też i większe gabarytowo GT402/404 pojawiły się znacznie później, i z miejsca znalazły zastosowanie w telewizorkach "Junost". Zanim jednak to się stało - istniały wytrzymalsze prądowo pety, ale tylko pnp, mianowicie MP25...26 oraz MP42. A także - tranzystory pnp średniej mocy GT403. Dlatego powszechnie stosowało się wzmacniacze transformatorowe z tranzystorami MP39...41 (użycie transformatora głośnikowego pozwalało przy niewielkich wymaganiach na wytrzymałość prądową osiągnąć sensowną moc przy napięciu zasilania 9V), a w razie chęci wyeliminowania transformatorów - można było posłużyć się konfiguracją "przełącznikową", stosując MP38 w roli VT7, oraz MP42 w roli VT9, 10 i 11. I taka wypróbowana konfiguracja dożyła epoki krzemu i plastiku, gdy była już najwyższa pora aby ją sdać w archiw.
Natomiast ze sprzętu zachodniego przypominam sobie jako żywo tylko klasyczną konfigurację komplementarną, na acetkach i adetkach (Japońce, podobnie jak i Ruskie długo pozostawali wierni klasycznym wzmacniaczom dwutransformatorowym). Za Gierka wzmacniacze komplementarne zbłądziły i pod polskie strzechy, cały czas na germanowych tranzystorach komplementarnych importowanych z Zachodu, wyjątkowo z NRD lub Czechosłowacji. Wyeliminowały je dopiero wzmacniacze scalone z rodziny UL1490 i UL1481. Przejściowo pojawiły się i UL1401...05 gdzie odnajdziemy konfigurację jak to nazywasz "przełącznikową" ale nie cieszyły się one dobrą opinią jeśli chodzi o jakość dźwięku.

Przedstawiłem Ci kilka przykładowych wzmacniaczy niskiej częstotliwości wizji, bo dla wizji przedział od DC do kilku MHz też był określany jako "sygnał niskiej częstotliwości" tyle że wizji, w odróżnieniu od częstotliwości "pośredniej" wizji i "wysokiej" cz. wizji. Czy w przypadku wizyjnych wzmacniaczy sterujących lampą kineskopową też zamierzasz twierdzić, że inżynierowie się pomylili i dali tam diodę zamiast tranzystorów w układzie komplementarnym?

Bo nie istniały tranzystory komplementarne do BF257...259 (w wykonaniu plastikowym BF457...459).

Widziałeś kiedyś wysokonapięciowy wzmacniacz sterujący lampą kineskopową w proponowanej przez Ciebie konfiguracji? Wysokonapięciowe tranzystory pnp w.cz. były już w tamtych czasach produkowane.

A i owszem, widziałem wzmacniacze RGB z tranzystorami komplementarnymi, choć nie były to wzmacniacze komplementarne wiernie odwzorowujące stopnie elektroakustyczne. Poszukaj sobie aplikacji typów BF469/470 oraz BF422/423. Ale one pojawiły się znacznie później niż te wymienione wyżej. Liniowość wzmacniaczy wizji w jednej i drugiej konfiguracji pozostawiała zresztą wiele do życzenia, działały one jednak nienagannie (i to z bardzo małym średnim poborem prądu), dzięki silnemu USZ obejmującemu także stopnie wstępne RGB znajdujące się w układzie scalonym matrycy. Brak wzmacniaczy wizji w klasycznej konfiguracji komplementarnej (z wtórnikiem komplementarnym na wyjściu) wynika ze specyfiki obciążenia. Jest ono praktycznie tylko pojemnościowe, toteż silnie impulsy prądowe niezbędne są tylko na przeładowywanie pojemności wejściowej kineskopu.

Wzmacniaczy z "przełączanymi" tranzystorami było naprawdę mnóstwo. W linku poniżej można np. zobaczyć wzmacniacz audio na czterech tranzystorach, w którym też jest ta dioda (trochę marna jakość tego schematu, ale myślę, że każdy elektronik bez problemu znajdzie na nim wzmacniacz m.cz.):

A taki nieco bardziej zaawansowany - rozpozna w całym schemacie jakiś małogabarytowy czarno-biały telewizorek. Widziałeś owe "mnóstwo" przełączanych wzmacniaczy ale takich klasy Hi-Fi? Bo ja jakoś nie, i chyba nieprzypadkowo. Tutaj z wielkim trudem odcyfrowałem typ tranzystorów końcowych: GT402. Widać komplementarne do nich GT404 były droższe lub trudniej dostępne, skoro odmiennie niż w "Junoście" ich tutaj nie zastosowano. Za to tam cały wzmacniacz m.cz. zawierał cztery tylko tranzystory. Germanową końcową parę komplementarną, i dwa przeciwstawne tranzystory małej mocy. Klasyka.

Spieranie się, które z rozwiązań jest lepsze, przypomina mi trochę dyskusję o wyższość świąt Bożego Narodzenia nad Wielkanocnymi...

Wątpliwości być nie może: wzmacniacze "przełączane" to ersatz, wymuszony niedostatkiem bazy elementowej.

Spróbuję przedstawić wyniki pomiarów wzmacniacza z tranzystorami komplementarnymi w stopniu wyjściowym i opiszę jego wady, bo zalety są dobrze znane.

Tylko wskazane byłoby się zastanowić, czy są to wady właściwe tej właśnie konfiguracji, czy też także jakiejkolwiek innej, "przełączanej" nie wykluczając.

W ten sposób można było obserwować zmiany napięć na złączach baza-emiter (dochodzące do 1 V dla obciążenia wzmacniacza rezystancją 8 Ω) po wysterowaniu wzmacniacza.

I one to determinują wykorzystanie napięcia zasilającego w tym wzmacniaczu. Z tego też powodu stosowano tak długo germanowe acetki, gdy cała reszta odbiornika była już w krzemie. Nie dlatego że BC140/160 były drogie czy też z chęci wykorzystania zalegających magazyny zapasów AC187/188 lecz dzięki temu że ich napięcia złączowe nie przekraczały 0,5V pozwalały one osiągnąć (szczególnie przy niskich napięciach zasilania, rzędu 6V) znacznie większą moc wyjściową i sprawność. Naprzeróżniejszego sprzętu na acetkach , w tym i bateryjnego była na naszym rynku od pyty (radioodbiornik sieciowy "Jubilat", gramofon "Mister Hit", bateryjne magnetofony kasetowe MK122 i MK125, radiomagnetofon MK2500, bateryjny odbiornik przenośny "Justyna"), podczas gdy BC211/313 zastosowano tylko w jednym z klocków dzierżoniowskich, OR "Ślęża" gdzie przy zasilaniu wyłącznie sieciowym wykorzystanie napięcia zasilającego nie było krytycznym parametrem.

(obciążenie wzmacniacza stanowił rezystor 16 Ω)

I to był właściwy krok, w sytuacji gdy końcowy tranzystor pnp okazał się niewydolny prądowo. Do pracy z obciążeniem 8 Ω należało poszukać egzemplarza z większym wzmocnieniem. Istnieją wszak BC160-25, całkiem zatem prawdopodobne że i lepsze BC313 się znajdą.

Przy częstotliwości zwiększonej z 1 kHz do 20 kHz też niewiele się zmieniło, poza amplitudami na bazach tranzystorów końcowych, gdyż przy 1 kHz były nierówne (kondensator blokujący bazy tranzystorów miał pojemność 2,2 μF, choć Ty Tomku proponowałeś wartość 0,1 μF, przy którym amplitudy na bazach różniły się już znacznie oraz w ogóle zmieniało się średnie napięcie między bazami tranzystorów po wysterowaniu wzmacniacza).

A przeszkadzała komu ta nierówność napięć? Wysterowanie się pogarszało? Druga harmoniczna rosła? Akurat ta nierówność (powstała w wyniku nieidentyczności charakterystyk wejściowych tranzystorów BC211/313) nie ma istotnego wpływu na to co się dzieje na wyjściu: dzięki silnemu USZ stopnień sterujący dostarczy do bazy każdego z tranzystorów końcowych takiego napięcia jak potrzeba. Oczywiście, duży kondensator tutaj nie zaszkodzi, ale też i nie pomoże.

Przy zwiększaniu amplitudy sygnału sterującego pierwsze uległy obcięciu górne połówki połówki przebiegu, co świadczyło o początku nasycania się tranzystora Q2

I to jest najzupełniej normalne. Dla połówki dodatniej napięcie na bazie BC211 (określone względem masy) nie może przekroczyć napięcia zasilania, pomniejszonego o napięcie nasycenia BC178. Razem daje to blisko 1V strat na wyjściu. Dla połówki ujemnej, o ile tylko wydajność bootstrapu jest dostateczna - napięcie na bazie BC313 może bez trudu osiągnąć wartość ujemną. Straty na wyjściu wynosić będą w tej sytuacji zwykle zaledwie około 100mV. Gdybyś zastosował w miejsce bootstrapu zachwalane w innym temacie źródło prądowe (ale takie najsprawniejsze z możliwych, bez rezystora emiterowego na parze scalonej, względnie z małym rezystorkiem i... wzmacniaczem operacyjnym LM358) - miałbyś straty napięcia na poziomie 1V także i dla połówki ujemnej. Każde inne źródło prądowe pogarszałoby sprawę. A wiesz jak osiągnąć minimalne możliwe straty także i dla połówki dodatniej? No to obejrzyj sobie aplikację archaicznego TAA435:
http://www.radiomuseum.org/tubes/tube_taa435.html
Co prawda ten akurat schemat przewiduje wykorzystanie germanowych adetek, ale i z komplementarną parą krzemową dowolnego typu osiągnęłoby się rezultaty równie dobre: straty nie przekraczające napięcia nasycenia UCESat tranzystorów końcowych. Oczywiście, pod warunkiem zapewnienia dostatecznej wydajności prądowej obydwu bootstrapów
Kto zechce - może teraz zaimprowizować TAA435 przy użyciu... UL1111 (tranzystorów jest kak raz tyle co potrzeba, i połączenia pasują). Ale niekoniecznie warto: można również i proponowany przeze mnie układ (z tranzystorami przeciwstawnymi w stopniach napięciowych) rozbudować o dodatkowy wtórnik, który przejmie rolę stopnia sterującego, jak w TAA435 (tam niestety nie potrafiono jeszcze wytwarzać tranzystorów scalonych pnp o przyzwoitych parametrach). Oczywiście, nie zapominając przy tym o skutecznym tranzystorowym układzie polaryzacji, którego w TAA435 niestety brak.

Odkształcenie przebiegu napięcia Ube tranzystora Q2 świadczy o próbie większego wysterowania go przez tranzystor Q1:

I to też jest normalne: USZ stara się ratować sytuację. Przy niewydolnym układzie bootstrap (jak przy obciążeniu 8 Ω) odkształceniu uległaby także i druga połówka sygnału na bazie Q2.

W tym momencie prób dodałem tranzystor BC560C do dolnego tranzystora, tworząc układ Darlingtona.

I pogarszając wysterowalność dla dolnej połówki (patrz wyżej). Na szczęście nie gorzej niż dla połówki górnej.

Podniosłem też napięcie zasilania wzmacniacza do 9 V, przy którym poprzednia jego wersja dość kiepsko dawała sobie radę z wysterowaniem obciążenia 8 Ω (obciążenie też od tego momentu zmieniłem na 8,2 Ω). W dalszym ciągu dodatnie połówka sinusoidy pierwsza ulega przesterowaniu, co świadczy o braku symetrii przebiegu sterującego bazami tranzystorów końcowych - efekt stosowania bootstrapu...

??? Rzekłbym że to efekt zastosowania układu Darlingtona (dwa złącza emiterowe dla połówki dolnej, jedno dla górnej). Zamiast takiej improwizacji lepiej zatem było poszukać BC313 z większym wzmocnieniem, wtedy i napięcia sterujące byłyby w miarę jednakowe, i prąd spoczynkowy byś zachował.

Jednak udało się uzyskać wartość międzyszczytową nieprzesterowanego sygnału wyjściowego na poziomie 7 V, czyli mniejszą już tylko o 2 V od napięcia zasilania (zbliżyłem w ten sposób parametry testowanego układu do parametrów kostki LM386).

O ile tylko testowany przez Ciebie egzemplarz LM386 miał połowę napięcia stałego na wejściu. Oba LM386 jakie zastosowałem do przeróbki bazarowych walkie-talkie tego wymogu nie spełniały, i aby stały się w pełni użytecznymi - musiałem zrównoważyć je zewnętrznymi rezystorami. To właśnie, a nie straty napięcia na poziomie typowych układów z tranzystorami dyskretnymi (a w przeciwieństwie do UL1490...98, UL1480, 1481, 1482, 1440, gdzie dzięki zastosowaniu układu bootstrap oraz polaryzacji stopnia końcowego od strony emitera sprowadzono straty na wyjściu do napięć nasycenia tranzystorów końcowych a więc równie skutecznie jak w TAA435 wymagającym obustronnego bootstrapowania) uważam za wadę dyskwalifikującą LM386.

Mimo braku prądu spoczynkowego w przebiegu wyjściowym nie widać zniekształceń "przejścia przez zero" przy częstotliwości 20 kHz (pewnie stałyby się widoczne przy mniejszej amplitudzie sygnału).

Dlatego lepiej się czuję, mając świadomość że pewien prąd spoczynkowy w stopniu końcowym jest.

Dla mnie ważnym celem stosowania sprzężenia bootstrap jest zwiększenie rezystancji obciążenia kolektora tranzystora, który objęty jest tym typem sprzężenia. Powoduje to bardzo duży wzrost wzmocnienia takiego stopnia, dzięki czemu wzrasta całkowite wzmocnienie wzmacniacza dla otwartej pętli globalnego ujemnego sprzężenia zwrotnego. To z kolei daje nam większy zapas tego wzmocnienia w stosunku do wzmocnienia wzmacniacza z zamkniętą pętlą sprzężenia, więc przyczynia się do poprawienia wszystkich parametrów wzmacniacza, w tym najważniejszych - pasma przenoszenia i poziomu zniekształceń harmonicznych. Ty natomiast najwyraźniej chcesz likwidować te zalety bootstrapu, zwiększając obciążenia tranzystora Q2 prądami tranzystorów Q4 i Q5 i to zabierających prąd w 100% (będzie to obciążenie bardzo nieliniowe). W moim przekonaniu jest to duży błąd.

Coś za coś. Stosując bootstrap z dużym zapasem prądu zwiększasz obciążenie baterii, co byłoby błędem nieporównywanie większym. Na taki zapas prądu w stopniu sterującym można sobie pozwolić we wzmacniaczach zasilanych z sieci, i posiadających więcej niż jedną parę komplementarną (lub quasi-komplementarnych jak np. w omawianym w innym temacie wzmacniaczu Philipsa z "MT"). Wzmocnienie w pełni obciążonego stopnia sterującego istotnie maleje, ale jego zapasu na potrzeby ogólnego USZ można poszukać gdzie indziej. Np. stosując małą wartość rezystora łączącego emiter stopnia wstępnego z wyjściem, co zarazem zwiększy zdolność wzmacniacza do pracy przy bardzo niskich napięciach zasilania (rzędu 3V). Oczywiście, zmaleje wówczas wzmocnienie całości w zamkniętej pętli, ale można sobie to powetować w przedwzmacniaczu, pobierającym pomijalnie mały prąd. A zniekształcenia chyba nie są duże, skoro nie zaobserwowałeś ich tak długo jak długo nie zabrakło prądu w układzie bootstrap, lub nie nasycił się Q2?

Pozdrawiam
Tomek

[lamposz]

Przepraszam za mały OT , ale jak Koledze spisują się Brymeny ?
Mam od niedawna BM857s i bardzo sobie chwale .
Swoją drogą bardzo podziwiam Kolegów fachowe podejście i nieustanne drążenie tematu

Pozdrawiam