Moderatorzy: gsmok, tszczesn, Romekd, Einherjer, OTLamp
Dlatego Kolego Marku sprawdziłem zniekształcenia dla większej ilości poziomów mocy oraz dla sygnałów złożonych z kilku przebiegów, w tym nie tylko sinusoidalnych. Nie mogę na razie ich przedstawić, bo wybieram się z mamą do kliniki w Dąbrowie Górniczej i pewnie trochę czasu tam spędzę, a materiały muszę jeszcze przygotować do zamieszczenia (wykadrować i opisać).
Ale które przebiegi Ci się nie podobają? Domyślam się że te prostokątne, mocno odkształcone na krańcach pasma. To jest akurat burza w szklance wody: nawet najprostszy pasmowoprzepustowy pasywny filtr RC wygenerowałby zarówno zwis (na częstotliwościach poniżej swojej dolnej częstotliwości granicznej lub niewiele powyżej niej, tak jak tu widać na przykładzie przebiegów przy 10Hz i 100Hz) jak i pochylenie oraz zaokrąglenie zboczy, aż do przekształcenia przebiegu prostokątnego w trójkątny (co ledwo widać przy 1kHz ale już całkiem wyraźnie przy 10kHz oraz 20kHz, o jeszcze wyższych częstotliwościach już nie mówiąc). Na ograniczenie pasma od dołu wpływa stała czasowa wyznaczona elementami R107 (0.5k) oraz C5 (100u); wynosi ona 50ms do daje 3dB granicę pasma na 3,18Hz. Górną zaś granicę wyznacza głównie stała czasowa równolegle połączonych dla sygnału R110 i R111 (wypadkowo 50k) oraz kondensatora C104 (100pF). Stała czasowa 5us daje tutaj górną częstotliwość graniczną 31,83kHz, więc i tutaj mucha nie siada (wpływ kondensatora C101 na wejściu jest pomijalny, tutaj bowiem stała czasowa jest przeszło 10-krotnie mniejsza). Jak zatem źle by te przebiegi dla oka nie wyglądały - to dla ucha brzmią całkowicie normalne, wzmacniacz nie ogranicza bowiem nijak pasma słyszalnego. Przy tym z niewielkiego nachylenia zboczy nie należy wnioskować aby tylko wskutek powyższego wzmacniacz miał generować znaczne zniekształcenia typu TIM. Bowiem C104 ograniczający nachylenie chroni zarazem wejściowy stopień różnicowy przed przesterowaniem szybko narastającymi przebiegami, odmiennie niż by to czynił ten kondensator gdyby włączyć go po millerowsku, między kolektor a bazę T108.Krzysztof_M pisze: ↑śr, 8 grudnia 2021, 18:59 Z przebiegów widzę, że faktycznie maestrią inżynierii tego nie można nazwać.
A to już zależy o ile gorsze obciążenie stanowi ów prawdziwy zespół głośnikowy.Jeśli weźmiemy pod uwagę, że to wszystko na rezystancyjnym obciążeniu, to pod prawdziwym zestawem głośnikowym to się pewnie gorzej zachowuje.
Chociaż z uwagi na krańcowo wielkie wzmocnienie prądowe trzystopniowych układów Darlingtona, którego nie ograniczają rezystory R117 i R119 nie mające połączenia z wyjściem spodziewam się że musiałby to być wyjątkowo trudny zespół głośnikowy aby stopień wstępny i sterujący mógł to odczuć. Iloczyn bet wszystkich tranzystorów komplementarnego wtórnika można śmiało oszacować na 100 000 a nawet więcej, toteż nawet spadek impedancji zespołu z 8 omów do 1 oma będzie dla części wzmacniacza objętej ogólnym USZ nieoczuwalny. Prędzej odczuje go wtórnik wyjściowy, mogąc łatwo ulec przeciążeniu, co wobec wysoce problematycznej stabilizacji prądu spoczynkowego grozi katastrofalnymi skutkami, które zresztą wystąpiły zanim jeszcze do takiego przeciążenia doszło. No i wtórniki emiterowe mające obciążenie cechujące się wysokim udziałem susceptancji pojemnościowej niekiedy lubią się wzbudzać.
Ten natomiast wniosek jest nazbyt pochopny. Przy takim ograniczeniu pasma (żadnym zresztą ograniczeniu, jeśli chodzi o pasmo akustyczne) przebiegi prostokątne wyglądałyby tak samo, bez względu na to czy pętla USZ obejmowałaby także wtórnik końcowy, czy też nie. Zniekształceń nieliniowych przebiegu sinusoidalnego (chyba że bardzo drastycznych, np. ostrego obcinania wierzchołków sinusoidy) nie dostrzeże się natomiast gołym okiem, póki nie wyfiltruje się składowej podstawowej dowolną byle skuteczną metodą pozostawiając same zniekształcenia.Chociaż z drugiej strony jak na konstrukcję bez globalnej pętli sprzężenia zwrotnego to tragedii nie ma.
Tak rozumianą normę DIN 45500 miałyby poważną szansę spełnić nawet wzmacniacze na układach scalonych UL1405LJeśli zerkniemy na normę DIN45500 (https://pl.wikipedia.org/wiki/Hi-fi) to mam ciche podejrzenie, że jednak normy Hi-Fi spełnia:Z wykresów nie widzę, aby to przekraczało 1% THD, więc odpowiadając na pytanie to strzelam, że poniżej 0,5% będą zmierzone zniekształcenia całkowite THD+N.[...] norma DIN 45500 dopuszcza dla urządzeń klasy hi-fi, przy paśmie przenoszenia 20 Hz – 20 kHz i mocy wyjściowej 2×20 W, nierównomierność charakterystyki odtwarzania ±3 dB i 1% zniekształceń nieliniowych (dla częstotliwości 1 kHz) przy pracy ciągłej (co najmniej 10 minut) z sygnałem sinusoidalnym [...]
Gdy się ściągnie starą dobrą kartę kataologową CEMI (nie mylić ze stronami w zbiorczym katalogu Elementy półprzewodnikowe - Układy scalone)Pewnie i to niebawem zobaczymy, i spodziewam się że dobrze to nie wypadnie. Policzyłbym taki charakter zniekształceń na karb braku pętli USZ obejmującej stopień końcowy. Gdyby pracował on w klasie A - byłyby one i bez tej pętli niewielkie i całkiem strawne, tutaj jednak mamy klasę AB głębszą lub płytszą, przy czym nie można przewidzieć jaką wobec skandalicznie złej stabilności prądu spoczynkowego, grożącej nawet katastrofalną awariąAle oprócz sumarycznego wyniku lepiej pewnie byłoby zobaczyć grzebień harmonicznych
). Wrzucę też pierwsze ze zmierzonych parametrów, czyli moje notatki (pamięć z wiekiem zaczyna zawodzić, więc coraz więcej informacji gromadzę w notatniku komputera, mogą zawierać drobne błędy lub literówki w opisach) dotyczące skutecznej wartości napięcia szumów i zakłóceń na wyjściach wzmacniacza, jego całkowitego wzmocnienia dla częstotliwości 1 kHz i innych technicznych drobiazgów.
), oraz dla potencjometru "rozkręconego" do oporu (100%). Badając poziomy odniosłem je do mocy wyjściowej 50 W, więc by poznać odstęp sygnału od zakłóceń dla innych poziomów mocy wyjściowej należy odjąć decybelową różnicę w stosunku do mocy 50 W, dla której to mocy przeprowadziłem kalibrację karty pomiarowej, np. dla odstępu szumu od sygnału dla mocy 0,5 W należy od podanych wyników (odstępu) odjąć dodatkowe 20 dB. Trzeba jeszcze wziąć pod uwagę, że w momencie podnoszenia mocy wyjściowej, poziomy tętnień rosną (bardziej sieje transformator i zasilacz, rośnie poziom tętnień na kondensatorach filtru, więc większy sygnał wyjściowy będzie miał również więcej zakłóceń).
Krzysztof, mam wszystko na dysku. Przepraszam, że nie wyrabiam się z zamieszczaniem tych materiałów, ale grudzień jest miesiącem bardzo wytężonej pracy w firmie (kończenie zaległych prac i "domykanie" zaczętych projektów, remanent, porządkowanie wszystkich dokumentów księgowych itp...Krzysztof_M pisze: ↑pt, 10 grudnia 2021, 20:32 (...)
Szkoda, że nie masz wykresu dla innej mocy wyjściowej niż maksymalna.
Wiadomo, że te brzegowe warunki (czyli moc ok 50 W) to raczej nie częsta okoliczność i wiele zespołów głośnikowych oraz nasze same uszy przy sporych głośnościach same wprowadzają sporo zniekształceń.
Istnieje teoria wśród audiofili, że w przypadku wysokiej jakości reprodukcji jednym z ważniejszych kryteriów jest zachowanie się wzmacniacza do pierwszego wata mocy wyjściowej.
Jeśli poziom zniekształceń jest wysoki dla niskich mocy i spada dopiero przy wyższych poziomach, aby oczywiście przy mocy maksymalnej znowu iść w górę, to wtedy brzmienie takiego wzmacniacza jest oceniane jako nieprzyjemne.
(...)
).
Co za pytanie
Oczywiście! Trudno, nie sprawdzę tego, gdyż wzmacniacz jest już u swojego szczęśliwego (z udanej naprawy ) właściciela... No i tak właśnie w tym przypadku jest: różnica 20 kHz i 19 kHz daje sygnał zniekształceń IMD o częstotliwości 1kHz, różnica podwojonych częstotliwości sygnałów wejściowych - 2 kHz, potrojonych - 3 kHz itd. Wszystkie one mieszczą się w zakresie największej częstotliwości słuchu. Im większy jest udział nieliniowości wyższego rzędu w charakterystyce przejściowej wzmacniacza (rozumianej jako zależność chwilowej wartości napięcia wyjściowego od chwilowej wartości napięcia wejściowego) - tym większa możliwość powstawania najprzeróżniejszych kombinacji pomiędzy dwoma, trzema itp sygnałami wejściowymi. Dlatego wzmacniacze w których występują nieznaczne nawet ale ostre załamania charakterystyki (takie jak np. UL1405 albo od "Finezji") tożsame z występowaniem nieliniowości bardzo wysokiego rzędu cechują się zwykle wyższym poziomem IMD niż np. wzmacniacze lampowe, gdzie nawet jeśli występuje wyraźna nieliniowość charakterystyki, to ma ona najczęściej charakter nieliniowości rzędu drugiego (we wzmacniaczach SE) lub trzeciego (we wzmacniaczach PP), innym słowy charakterystyki tych wzmacniaczy są choć wyraźnie zakrzywione to jednak "gładkie" i pomimo że THD takich wzmacniaczy mogą być znaczne, to IMD wysokie nie są, i słucha się ich całkiem przyjemnie. Intuicyjnie powinno być oczywiste że głośnik z membraną uderzającą o twardy przedmiot (np. zbliżony do głośnika paznokieć) wydaje dźwięki bardziej przykre niż ten sam głośnik którego membrana została przyhamowana zwiniętą w rulonik miękką szmatą.Krzysztof_M pisze: ↑pn, 13 grudnia 2021, 21:11 Te intermodulacyjne zniekształcenia w Twoich pomiarach nie wyglądają źle (za wyjątkiech tych, gdzie zapewne zakłócenia z sieci psują wynik).
Ale nasuwa mi się pytanie Romku, czy kierowałeś się jakąś dyrektywą co do wyboru częstotliwości 19 i 20 kHz?
To dosyć wysokie częstotliwości, procentowy udział takich dźwięków w materiałach muzycznych jest wyjątkowo niski.
Dlatego zdziwił mnie wybór, ponieważ w sumie to nadal nie wiemy, jak zniekształca ten wzmacniacz w paśmie, w którym ucho ludzkie jest najbardziej czułe.
Teraz to już niestety musztarda po obiedzie - ale bardzo byłyby wskazane pomiary stabilności prądu spoczynkowego w czasie. Zarówno przy braku jakiegokolwiek sygnału, jak i warunkach gdy wzmacniacz oddaje różne poziomy mocy wyjściowej przez czas dłuższy, po czym redukuje się sygnał do zera i natychmiast mierzy się prąd spoczynkowy zanim jeszcze tranzystory zdążą ostygnąć. Gdyby prąd spoczynkowy znacznie zmalał poniżej 50 mA (lub okazałoby się że musi być ustawiony na mniejszą wartość dla zapobieżenia lawinowemu wzrostowi przy długotrwałym oddawaniu pełnej mocy) to zniekształcenia skrośne wnoszone przez nieobjęty pętlą ogólnego USZ złożony wtórnik końcowy będą dużo większe niż wyszło obecnie w pomiarach. Zawsze można dla rozwiania wątpliwości przeprowadzić symulację pracy wtórnika końcowego przy różnych zadanych wartościach prądu spoczynkowego, przy założeniu że sygnał wejściowy wtórnika (na wyjściu objętego pętlą USZ stopnia sterującego jest wolny od zniekształceń, a jego impedancja wyjściowa jest równa zeru. Będzie to niewiele tylko odbiegać od stanu faktycznego. To że w pomiarach wyszła na jaw duża zależność prądu spoczynkowego od napięcia zasilania źle wróży jego stabilności w czasie. Wszak prąd spoczynkowy nie powinien zależeć bezpośrednio od napięcia zasilającego, ponieważ prąd źródła (z tranzystorem T106 obciążającego stopień sterujący jest stabilizowany, i to dwustopniowo: przez złącze emiterowe tranzystora T105 oraz stabilistor D4 w zasilaniu NE555, skąd czerpany jest prąd płynący przez kolektor T105. Od prądu płynącego przez źródło z tranzystorem T105 zależy spadek napięcia na stabilizatorze prądu spoczynkowego z tranzystorem T107, tymczasem zależność ta jest nieznaczna. Jeśli mimo takiej potrójnej już stabilizacji napięcia polaryzującego trójstopniowy wtórnik końcowy (D4, T105, T107) obserwuje się silną zależność prądu spoczynkowego od napięcia zasilania - oznacza to że zależność ta musi być pośrednia. Wzrost napięcia zasilającego przy niezmienionym zrazu prądzie spoczynkowym skutkuje zwiększeniem mocy strat w tranzystorach wtórnika końcowego i tym samym wzrostem traconej w nich mocy, rośnie wskutek powyższego temperatura złącz a każdy 1 K wzrostu temperatury skutkuje spadkiem napięcia na złączu o 2 mV. Na każdym z tranzystorów końcowych przy 50 mA prądu spoczynkowego traci się po 1,8 W mocy a ich Rthjc wynosi 1,25 K/W, na sterujących tranzystorami końcowymi - po 0.36 W przy Rthjc=8,333 K/W, skutki nagrzewania się tranzystorów T109 i T110 pomijam. Nawet przy idealnym chłodzeniu (Rthca=0) początkowy sumaryczny przyrost temperatury 4 tranzystorów wtórnika końcowego w spoczynku wyniesie zatem 2 x (1,25 x 1,8 + 8,333 x 0,36) = 10,5 K, spadek sumy napięcia wszystkich 4 złącz napięcia po osiągnięciu stanu równowagi - 21 mV. To wyraźnie więcej niż wynosi łączny spadek napięcia na rezystorach emiterowych który przy 50 mA wyniesie zaledwie 15 mV. W efekcie początkowo ustawiony prąd spoczynkowy 50 mA wkrótce "odpłynie". W dużym przybliżeniu można przyjąć że wzrośnie do takiej wartości aby spadek napięcia na rezystorach był zbliżony do 21 mV, co nastąpiłoby przy prądzie 70 mA. Podobnie stanie się gdy przy ustabilizowanym już prądzie spoczynkowym wzrośnie napięcie zasilające. Przy chłodzeniu nieidealnym sytuacja się nie pogorszy pod warunkiem że idealny będzie kontakt tranzystora T107 z radiatorem, a to nawet w przypadku plastikowej obudowy TO-92 o niewielkiej powierzchni styku jest wysoce problematyczne. Co jednak się stanie gdy po dłuższej pracy z najbardziej niekorzystną mocą wyjściową przy obciążeniu 4 omy na samych tylko tranzystorach końcowych odłoży się po 33 W, temperatura każdego z nich wzrośnie o 41 K, a sumaryczny spadek napięcia na ich złączach obniży się aż o 164 mV? Szczególnie przy nieidealnym kontakcie T107 z radiatorem można spodziewać się wszystkiego najgorszego, podobnego do objawów zaobserwowanych przed wycyzelowaniem prądu spoczynkowego. Np. przy pracy wzmacniacza w upalny dzień, chyba że zakładamy jego używanie wyłącznie w pomieszczeniach klimatyzowanych. A to chyba nie tak powinno wyglądać?Dla pomiaru zniekształceń nieliniowych można wybrać różne częstotliwości, ale jeśli możemy wybrać tylko jedną z nich to praktycznie wszędzie jest to 1 kHz.
Przez te ścieżki płyną wszak silnie odkształcone prądy poszczególnych połówek sygnału, dzięki czemu stanowią one wydatne anteny. Im krótsza jest droga konieczna do przebycia przez prądy mające połączyć się w niemal nieodkształcone przebiegi wyjściowe - tym lepiej. Ciśnie mi się na usta określenie: chłopek roztropek pod adresem drutoklety który wypuścił to coś, bez względu na to że miliony much nie mogą się mylić. 
. 
