Romekd pisze:W wolnym czasie spróbuję zmierzyć wzmocnienia wszystkich tranzystorów końcowych, które pracowały w testowanych przeze mnie układach (zastosuję Twoją metodę)
Aż się dziwię dlaczego nie jest ona powszechnie znana. Nie tylko dobrze oddaje krytyczne pod względem wzmocnią warunki, jakie występują w rzeczywistym wzmacniaczu, ale też jest bardzo prosta w realizacji. Wystarczy miliamperomierz oraz źródło prądu stałego, lub napięcia stałego plus jeden rezystor dużej mocy. Tylko z tym rezystorem proponuję bardzo uważać, w czasach licealnych ku swej rozpaczy
przewaliłem jeden po drugim dwa drogocenne wtedy (późne lata 70-te!) BD355. Pożyczony ze szkolnej pracowni fizycznej laboratoryjny rezystor (taki w metalowej puszcze z zaciskami od góry) miał tak dużą indukcyjność, że po odłączeniu miliamperomierza od bazy nastąpiło natychmiastowe drugie przebicie.
We wcześniejszym poście przedstawiłem pomiary zniekształceń pierwszego z posiadanych przeze mnie wzmacniaczy z M2405S (mocno przez kogoś "przegrzebanego", z powymienianymi tranzystorami). Drugi z układów (nie lutowany) wprowadzał większe zniekształcenia, mimo prawie identycznych wartości napięć stałych i płynących w różnych punktach układu prądów (na wyjściach obu płytek wstępowała niemal idealna połowa napięcia zasilającego).
Może trafił się jakiś wadliwy tranzystor? Pisałem już o przypadkach BC211 (i to nawet w grupie 16) które przy prądzie bazy liczonym w dziesiątkach uA nie wykazują żadnego prądu kolektora. Wyszło to na jaw przy budowie przetwornic dla LED-ów które nie chciały startować.
Może nieprecyzyjnie się wyraziłem
, powinienem napisać: "W takim rozwiązaniu faktycznie tranzystorami wyjściowymi stałyby się VT10 i VT11, z tym, że dla "ujemnych" polówek sinusoidy
wzmocnie prądu do włączania VT10 zapewniałyby jeszcze tranzystory VT9 i VT7".
Ale dla połówki dodatniej - również? To że wówczas spadkowi prądu w VT7 i VT9 towarzyszyłby wzrost prądu w VT11 nie oznacza że wzmocnienie byłoby inne niż dla połówki ujemnej, kiedy to prądu rosną zarówno w VT7 i VT9 jak i VT10.
Tranzystory VT7, VT9 i VT10 połączone są kaskadowo. Już włączanie się tranzystora VT6 powoduje wzrost prądu tranzystora VT7 (prąd bazy VT7 płynie przez złącze emiter-kolektor VT6 i nie ma tu jakiegoś specjalnego ograniczenia wartości tego prądu, czyli mógłby rosnąć nawet o kilka rzędów wielkości), wzrost prądu kolektora VT7 pociąga za sobą wzrost prądu płynącego przez tranzystor VT9, ten płynie przez bazę VT10 wywołując po wzmocnieniu odpowiednio większy prąd kolektora VT10.
A teraz powtórzę to samo dla połówki dodatniej.
Tranzystory VT7, VT9 połączone są kaskadowo. Także VT11 sprzężony jest galwanicznie z VT9. Już wyłączanie się tranzystora VT6 powoduje spadek prądu tranzystora VT7 (prąd bazy VT7 płynie przez złącze emiter-kolektor VT6 i w przypaku spadku prądu kolektora VT6 do zera spadnie do zera również prąd VT7. Spadek prądu kolektora VT7 pociąga za sobą spadek prądu płynącego przez tranzystor VT9, wtedy przez bazę VT10 płynie cały prąd jaki w spoczynku płynął przez kolektor VT9 oraz R26, wywołując po wzmocnieniu odpowiednio większy prąd kolektora VT10.
No a jak to się przekłada na całkowite wzmocnienie prądowe, od bazy T7 do obciążenia? Tak samo dla połówki ujemnej, z tym że do rozważań należy brać betę VT11 zamiast VT10. Wniosek jest oczywisty i nie będący żadnym
odkryciem Ameryki: tranzystory VT10 oraz VT11 powinny być parowane, wtedy wzmocnienie będzie jednakowe. To że po drodze zmienia się kierunek wzmacnianego prądu (spadkowi prądu kolektora T9 towarzyszy spadek prądu VT11 nie ma znaczenia.
Wszystkie w tym połączeniu, dzięki ujemnemu sprzężeniu zwrotnemu (połączone emitery VT7 i VT10) służą wzmacnianiu prądu,
A jakie to niby znaczenie dla wzmocnienia prądowego ma fakt że emiter VT7 dołączony jest do wyjścia zamiast gdziekolwiek indziej? Znikomo mały, dokładnie równy iloczynowi bety VT9 oraz bety (ściślej mówiąc "gammy" tj, wzmocnią prądowego w układzie wtórnika) VT10. Nawet w układzie z diodą, gdzie "beta" VT10 wynosi 0 ("gamma" wynosi wówczas 1) wpływ takiego połączenia na wzmocnienie prądowe jest nieznaczny.
bo wzmocnienie napięciowe całej trójki, licząc od bazy VT7 po emiter VT9 (od punktu "B" do "C") wynosi około 1. Dla łatwiejszego przedstawienia tego o czym piszę, zmodyfikowałem nieco schemat, wyrzucając z niego górny tranzystor VT11 (zastąpiłem go rezystorem 100 ) i kilka rezystorów, bez których układ nadal działałby mniej więcej prawidłowo
Nie za bardzo rozumiem dlaczego akurat 100Ω i co ten rezystor miałby reprezentować - ale chyba nigdy nie kwestionowałem tego co piszesz poniżej?
Na schemacie zaznaczyłem trzy punkty, A, B i C. Całkowite wzmocnienie napięciowe zapewniają tranzystory VT4 i VT6, objęte ujemnym sprzężeniem zwrotnym z wyjścia wzmacniacza prądu (występuje ono między punktami A i B). Natomiast pozostała część układu, w takiej konfiguracji wzmacnia sygnał już tylko prądowo.
A z diodą w miejsce VT10 - to niby jak jest? Dokładnie tak samo! Zastosujesz zbyt duży R26 (lub VT11 o zbyt niskiej becie) - i żegnajcie straty na poziomie 1V!
Jeżeli jest
"tak samo", to po co cokolwiek zmieniać
Oczywiście żartuję... Jeżeli chcemy mieć mniejsze zniekształcenia, to układ musi być znacznie bardziej rozbudowany i koniecznie zawierać komplementarny stopień wyjściowy, to chyba oczywiste dla każdego. Tylko, że w radzieckim radyjku stanowiłoby to przerost formy nad treścią
A w czymże to tranzystor KT361 stanowi taki wyjątkowy
element z wyższej półki, że jego obsadzenie również i w roli VT10 (a nie tylko w roli VT4 i VT7) stanowiłoby
przerost formy nad treścią? Pary komplementarne stosowano wszak w "Zwiezdoćce" oraz "Elektronach (M, 2M),
prostych zabawkowych radyjkach! Jak również i jednym z
dorosłych już, ale również przenośnych Sokołów. Czy muszę po raz kolejny przypominać o korzyściach płynących z wyrównania wzmocnienia oraz zmniejszenia szczytowego prądu w T9 o dwa rzędy wielkości?
Przypomnę Ci, że ja w zmodyfikowanym układzie tego typu uzyskiwałem stratę napięcia na poziomie ok. 1 V w stosunku do wartości napięcia zasilania, w proponowanym przez Ciebie układzie uzyskiwałem 2 V straty, ale pewnie dałoby się ją zmniejszyć przez odpowiedni dobór komponentów.
Tak jak i w Twoim dałoby się straty
zwiększyć do 2V a nawet więcej,
przez nieodpowiedni dobór komponentów 
Zniekształcenia przy niskich poziomach sygnału wynosiły 0,22%, czyli jak na takie radyjko były bardzo małe. Można się spierać czy 100 mW maksymalnej mocy wyjściowej, uzyskiwanej ze wzmacniacza odbiornika "Neywa-304" to nie za mało? Ale nikomu chyba takie radio nie służyło do nagłaśniania większych pomieszczeń, a jak do "osobistego" słuchania z odległości metra lub kilku, moc była aż nadto duża...
Tylko po co stosować aż 6 tranzystorów, skoro wystarczyłoby 5, a jakby zastąpić układ polaryzacji dwiema diodami, i zgodzić się na pracę z prądem spoczynkowym poniżej 1mA - wystarczyłyby 4? Zresztą przy pierwszych próbach miałeś prąd spoczynkowy liczony w mikroamperach, i jak przyznałeś - nie dyskwalifikowało to brzmienia.
Tu masz pełną rację, machnąłem się podczas analizy układu
Niestety nie tylko tutaj, że przypomnę tylko
wziętą z czapy tezę o negatywnym wpływie układu polaryzacji "rozsuwającego" napięcia baz na wysterowalność.
Tu też muszę przyznać Ci rację. Dlatego ja w testowanym, zmodyfikowanym układzie zastosowałem diodę Schottky'ego, o spadku napięcia niecałe 0,3 V przy prądzie 0,5 A.
I właśnie wtedy uzyskałeś straty na poziomie 1V? O tym należało napisać od razu, aby było
fair.
Widać przy mizernej, choć wystarczającej mocy radzieckiego "brzęczydełka", jego projektanci uznali argumenty, które przytoczyłeś, za zbędną "fanaberię" i nikt z użytkowników tego urządzenia nie miał do nich o to pretensji...
Przyczyna mogła być dużo bardziej prozaiczna. Nie mieli diody Schottky'ego podobnej do 1N5817, a popularna germanowa dioda prostownicza D7Ż (odpowiadająca z grubsza naszym DZG1-7) zajęłaby więcej miejsca od germanowego
peta, nieporównanie zaś więcej od KT315.
Ta dioda naprawdę załącza się bardzo szybko. Poza tym w radzieckim "radyjku" z pasmem 200 Hz...4,5 kHz nie miało to znaczenia, o czym już parokrotnie wspomniałem.
Ano. Zwłaszcza zaś przy tak wąskim paśmie nie ma znaczenia ewentualna różnica w szybkości przełączania diody a włączonego na jej miejsce tranzystora pnp.
To akurat doskonale rozróżniam, ale to o czym piszesz działa świetnie gdy prąd płynący przez tranzystor sterujący jest znacznie większy od maksymalnych prądów pobieranych w szczytach przez bazy tranzystorów końcowych.
Ale co to znaczy "znacznie"? Pięciokrotnie czy dziesięciokrotnie, a może wystarczy aby był większy tylko o jakieś 20-30%?
Przy założeniu, że prąd tranzystora sterującego jest tylko równy maksymalnym prądom baz tranzystorów wyjściowych przy największym wysterowaniu
Co należało zmierzyć na samym początku, jeszcze przed wmontowaniem tranzystora do układu. Albo (przy produkcji seryjnej) wprowadzić wstępne selekcjonowanie. To wszystko jest nie do uniknięcia również w układzie neywowskim w odniesieniu do VT11. Bo gdyby i tam stosować znacznie przesadzony zapas prądu, to rezystor R26 musiałby mieć nie 1,5k tylko wielokrotnie mniej. I odbiłoby się to na obciążeniu baterii.
i w najbardziej niekorzystnych warunkach (spadek napięcia na baterii zasilającej układ,
Wtedy spadnie również maksymalny prąd jaki może popłynąć przez obciążenie, prawie dokładnie tak samo jak prąd stopnia sterującego. I jedno i drugie się zniweluje. Prosta reguła: rezystor w bootstrapie ma być beta razy większy od impedancji obciążenia, dla pewności zaś mniejszy od obliczonej wyżej wartości o ów 20-30 procentowy zapas.
spadek temperatury otoczenia, powodujący spadek współczynników wzmocnia prądowego tranzystorów końcowych,
Owszem, to trzeba uwzględnić, pytanie tylko czy kieszonkowe radyjko ma pracować w -50stopniach, czy też wystarczy 0 stopni, gdy spadek jest jeszcze niewielki.
podłączenie głośnika o niższej impedancji,
W Neywie??? To chyba wtedy jak w fabryce zabraknie chwilowo głośników 8 lub 10Ω , i wmontują 6Ω od radyjka dziecinnego Junost KP101
Ale i ta uwaga odnosi się w jednakowym stopniu do układu z diodą, jak i klasycznego układu komplementarnego. Zawsze najsłabszym punktem jeśli chodzi o wydajność prądową okazuje się tranzystor od strony bootstrapu.
zmiany wywołane tolerancją elementów i ich starzeniem się...) jest dla mnie półśrodkiem, strasznie upierdliwym w realizacji, bo wymagającym dobierania każdego podzespołu do potrzeb takiej aplikacji.
W jednym i drugim wypadku należy zastosować tranzystor od strony bootstrapu o dostatecznie dużym wzmocnieniu. A więc BC108C a nie BC107A. (względnie BC178B a nie BC178 VI). Coś takiego jak dobierane fabrycznie pary komplementarne funkcjonuje wszak od niepamiętnych czasów (ba, dobierano nawet Tegespięćdziesiątki dla transformatorowych stopni końcowych w "Koliberkach" i jakoś nikt nie uważał powyższego za
strasznie upierdliwe w realizacji.
Taki bootstrap nie pełni dobrze swoich funkcji, bo prądy baz tranzystorów sterujących nie zmieniają się w sposób liniowy, podobnie jak napięcia na tych elementach (widziałeś przebiegi oscyloskopowe w moich postach).
To są nieliniowości na poziomie kilkunastu, z górą kilkudziesięciu procent, a nie kilkadziesiąt a niejednokrotnie kilkaset razy, gdy rolę tranzystora końcowego przejmuje dla dolnej połówki dioda! Ogólne USZ, i to niezbyt głębokie poradzi sobie z takimi nieliniowościami bez trudu.
Poza tym to taka realizacja układu jest do bani, gdyż ze wzrostem częstotliwości obciążenie układu sterującego pojemnościami elementów powoduje, że czasy narastania i opadania impulsów coraz bardziej się od siebie różnią (prądu z tranzystora zaczyna brakować tylko dla jednego z tranzystorów wyjściowych...). Widać to doskonale na pokazanych przeze mnie przebiegach, uzyskanych z zaproponowanego przez Ciebie układu (nie osobiście Twojego, bo to rozwiązanie jest ogólnie znane, jako jedno z wielu możliwych):
A czy ja polecałem ten układ do wzmacniania przebiegów prostokątnych o częstotliwości 1MHz, a nawet tylko 100kHz? I dlaczego w myśl powyższego kryterium nie jest
do bani Neywa, mimo że obstawiona kondensatorami utrzymującymi w ryzach stabilność jak na razie zakończyła swoją karierę na 20kHz?
Czas narastania impulsów fali prostokątnej jest super, gdyż tranzystor sterujący może w razie potrzeby dostarczać do wyjściowych prądu o dużo większej wartości, ale prądu z rezystora bootstrapu ze wzrostem częstotliwości szybko zaczyna brakować i wychodzi taka "popelina"
Rozwiązaniem mogłoby być znaczne zwiększenie wartości prądu (spoczynkowego) tranzystora sterującego, przez spore obniżenie wartości rezystora w bootstrapie, lub całkowita zmiana aplikacji na w pełni symetryczną.
Albo, jeśli nie chcemy
popeliny nawet przy 1MHz - zastosowanie lepszych tranzystorów, może BF314/BF414? Albo któreś z rozlicznych BFR czy BFQ. Tylko komu by to było potrzebne?
Jednak by to wiedzieć trzeba dobrze rozumieć kierunki płynięcia prądu w układzie i ich wpływ na zachowanie się układu, o czym cały czas próbuję Ci powiedzieć (najwyraźniej nie mam daru przekonywania, niestety...
).
Jak już się mamy zacząć licytować na to kto ile razy się pomylił - będziesz bezkonkurencyjny. Jak na razie dobrze rozumiem który prąd w którą stronę płynie, i co się dzieje w układzie.
Pozdrawiam
Tomek
Wymieniłem kwarce na pasmo 2m (w zasadzie jeden kanał) i naprawiłem tor m.cz. Padnięty był tranzystor T2 BC178B i tak sobie przypomniałem o tym temacie. Przecież w 315tce wzmacniacz m.cz. jest na BC108/178, zobaczcie sami. Tak dla dodatku 
Jeżeli ta praktyka była istotnie powszechna na całym świecie, a nie tylko w Kasprzaku czy innej Diorze, to i nie dziwota że do dziś wiedza o wpływie wyższych harmonicznych na brzmienie sygnału powszechna nie jest. Za to każdy audiofil wie że wzmacniacze lampowe lepiej brzmią od tranzystorowych, nawet gdy te pierwsze mają THD na poziomie 1%, te drugie zaś - na poziomie 0,1% Nie wie tylko dlaczego.
Tak samo zresztą jak w kuchennym radyjku "Śnieżka" gdzie zaoszczędzono jedną diodę prostowniczą BYP401 godząc się na prostowanie półokresowe. I to pomimo obecności symetrycznego uzwojenia wtórnego na transformatorze sieciowym, którego jedna połówka smętnie sobie wisiała jednym końcem w powietrzu. 