Sprzężenie zwrotne w Mazurze

[Dragon]

Witam,

od dłuższego czasu staram się zrozumieć na jakiej zasadzie działa sprzężenie zwrotne w radioodbiorniku Mazur.
W tymże odbiorniku, sprzężenie zwrotne jest podawane na dolny koniec potencjometru siły głosu, z powodu braku rezystora katodowego w lampie przedwzmacniacza. Nie rozumiem natomiast, na jakiej zasadzie to sprzężenie zmniejsza wzmocnienie(i również inne parametry wzmacniacza jak przy zastosowaniu USZ).
Jeśli będą trudności ze znalezieniem schematu, mogę wrzucić.

Pozdrawiam,
Dragon

[Romekd]

Witam.
Nie ma tu nic nadzwyczajnego. W stosunku do klasycznego rozwiązania musiało zostać odwrócone jedno z uzwojeń transformatora głośnikowego, by sprzężenie zwrotne w tej konfiguracji było faktycznie ujemne. Działa ono tym silniej im potencjometrem głośności mamy bardziej ściszony odbiornik (zmniejsza w ten sposób poziom przydźwięku przy cichym słuchaniu). W miarę podkręcania głośności potencjometrem głębokość ujemnego sprzężenia zwrotnego ulega zmniejszeniu, zmniejsza się więc również jego wpływ na parametry toru m.cz. Użyty w obwodzie USZ dławik DŁ zmniejsza poziom sprzężenia dla wyższych częstotliwości, a rezystor R9 (100 kΩ), włączony szeregowo z "gorącym" końcem potencjometru (dla załączonego radia), nie pozwala nadmiernie zmniejszyć głębokości USZ przy ustawieniu potencjometru w prawe skrajne położenie.

mazur2.gif

-
Pozdrawiam
Romek

[Dragon]

Dziękuję bardzo za odpowiedź.

W moim rozumowaniu zabrakło informacji o użyciu innego końca uzwojenia transformatora.

Sam pomysł spodobał mi się, ze względu na regulowane sprzężenie zwrotne. Niestety w moim układzie nie mogę dać sprzężenia zwrotnego na katodę przedwzmacniacza, ale też nie mam transformatora, z którego mógłbym pobrać odwrócony sygnał.
Stąd moje pytanie - czy jest jakiś sposób na zamianę sprzężenia z dodatniego na ujemne bez transformatora? Czy trzeba zaprojektować całkowicie inny układ sprzężenia zwrotnego?

Pozdrawiam,
Dragon

[Romekd]

Witam.
Jakoś nie zrozumiałem na czym polega Twój problem Nie masz w układzie wzmacniacza transformatora głośnikowego? By odwrócić fazę na przeciwną, do tej co jest aktualnie, wystarczy zamienić miejscami podłączenie końców uzwojenia pierwotnego lub wtórnego. Sygnał na anodzie lampy ma fazę odwrotną do sygnału podawanego na siatkę oraz fazę zgodną do sygnału podawanego na katodę (WS), co oznacza, że na wyjściu układu z dwoma lampami (pracującymi w układzie WK) faza sygnału na anodzie drugiej jest zgodna z fazą sygnału na siatce pierwszej lampy. Transformator musi tą fazę odwrócić, by sprzężenie było ujemne. To absolutne podstawy, o których powinno się dyskutować w dziale dla początkujących...

Pozdrawiam
Romek

[Dragon]

Przepraszam, nie zrozumieliśmy się. Oczywiście wiem jak działa i jak podłączyć standardowo ujemne sprzężenie zwrotne.

Niestety w moim układzie transformatory to TG [2,5], przez co pobierając sygnał z uzwojenia wtórnego TG , mogę pozwolić sobie na sprzężenie zwrotne o maksymalnej głębokości 3db - potem następuje wzbudzenie.

Żeby jednak sprzężenie mogło być trochę głębsze bez zmiany TG, mogę pobrać sygnał z anody lampy mocy.
Kolejnym problemem jest jednak fakt, że nie mogę podać tego sygnału na rezystor katodowy lampy przedwzmacniacza, ponieważ ma on za małą rezystancję i za bardzo obciąża stopień mocy.
Z takimi informacjami zacząłem szukać układu sprzężenia, gdzie mógłbym podać sygnał USZ, w innej miejsce niż rezystor katodowy i znalazłem schemat Mazura.
Jego regulowana głębokość sprzężenia zwrotnego była tylko dodatkowym atutem. Niestety przez brak praktycznej możliwości pobrania sygnału z uzwojenia wtórnego TG, tylko z anody lampy mocy, ów układ trzeba jakoś przerobić(tak, aby sprzężenie było faktycznie ujemne) lub zastosować inny układ.
I tutaj moje pytanie do Was - czy znacie jakiś patent, aby sprzężenie zwrotnego, działało jako ujemne, gdy potrzebujemy:
1)Pobrać sygnał z anody lampy mocy(cały wzmacniacz składa się z jednej lampy mocy i jednej przedwzmacniacza)
2)Podać sygnał USZ w innej miejsce niż opornik katodowy przedwzmacniacza
3)Regulowanie głośności poprzez zmianę głębokości USZ jest bardzo dużym atutem

Pozdrawiam,
Dragon

[Tomek Janiszewski]

Sam pomysł spodobał mi się, ze względu na regulowane sprzężenie zwrotne. Niestety w moim układzie nie mogę dać sprzężenia zwrotnego na katodę przedwzmacniacza

Ten problem występuje nie tylko w Mazurze i innych radiach zawierających triodę ECH21 w przedwzmacniaczu, ale i w bardzo licznej serii odbiorników AM/FM zawierających lampę EABC80 oraz EL84 w stopniu końcowym. I tam rozwiązanie zastosowane w Mazurze jest bardzo popularne.

Stąd moje pytanie - czy jest jakiś sposób na zamianę sprzężenia z dodatniego na ujemne bez transformatora? Czy trzeba zaprojektować całkowicie inny układ sprzężenia zwrotnego?

Przy dwóch stopniach mamy możliwości następujące:
1. Na siatkę pierwszej lampy (układ z Mazura jest jednym z wariantów). Odwrócenie fazy względem sygnału występującego na anodzie lampy końcowej - konieczne.
2. Na katodę lub anodę pierwszej lampy, względnie siatkę lampy drugiej. Bez odwracania fazy.
3. Na katodę lampy głośnikowej (zwane na wyrost Quadem). Z odwróceniem fazy. Oczywiście w Mazurze byłoby to niemożliwe, z uwagi na obecność diod detekcyjnych.

I to tyle.

[Tomek Janiszewski]

Niestety w moim układzie transformatory to TG [2,5], przez co pobierając sygnał z uzwojenia wtórnego TG , mogę pozwolić sobie na sprzężenie zwrotne o maksymalnej głębokości 3db - potem następuje wzbudzenie.

Na jakiej częstotliwości? Jak rozumiesz sprzężenie o głębokości 3dB? Tylko o tyle możesz zredukować wzmocnienie bez samowzbudzenia? Może jaki błąd w sztuce? Pamiętałeś o zbocznikowaniu kondensatorem o pojemności kilku nF uzwojenia pierwotnego TG? Konstruktorzy gitarowców go nie stosują nie chcąc tłumić harmonicznych, ale oni na ogół nie stosują też USZ więc nieszczęścia nie ma. Problem w tym że bezmyślni specjaliści od PCL86 SE biorą z nich wzór i nie dopuszczają do swej świadomości potrzeby stosowania tego kondensatora nawet we wzmacniaczach audio wyposażonych w głębokie z założenia USZ. A potem zdziwienie że coś się wzbudza.

Żeby jednak sprzężenie mogło być trochę głębsze bez zmiany TG, mogę pobrać sygnał z anody lampy mocy.

Najgłupszy pomysł na jaki można było wpaść. Wraz z sygnałem wyjściowym pobierzesz w ten sposób tętnienia z zasilania, w poprawnie skonstruowanym wzmacniaczu mało szkodliwe z uwagi na wysoką impedancję pentody końcowej, zwłaszcza gdy zastosuje się kompensację w transformatorze wzorem odbiornika "Tatry". TG2,5 umożliwia taki myk, dzięki obecności uzwojenia słuchawkowego które można wykorzystać w roli kompensacyjnego.

Kolejnym problemem jest jednak fakt, że nie mogę podać tego sygnału na rezystor katodowy lampy przedwzmacniacza, ponieważ ma on za małą rezystancję i za bardzo obciąża stopień mocy.

Klasyczny problem który sam stworzyłeś, i zarazem jeszcze jeden argument przeciw czerpaniu USZ z anody lampy końcowej.

Z takimi informacjami zacząłem szukać układu sprzężenia, gdzie mógłbym podać sygnał USZ, w innej miejsce niż rezystor katodowy i znalazłem schemat Mazura.

Na jedno wyjdzie. Rezystor łączący w Mazurze dolny kraniec potencjometru z masą także wysoką rezystancją nie powala, nieprawdaż?

Jego regulowana głębokość sprzężenia zwrotnego była tylko dodatkowym atutem.

Nie atutem lecz dodatkowym problemem. Trzeba by zapewnić stabilność przy maksymalnej głębokości USZ, tj. głośności zredukowanej do zera, czyli w praktyce ograniczyć jego głębokość. W konsekwencji tej głębokości najpewniej zabraknie przy głośności maksymalnej, kiedy to zniekształcenia nieliniowe rosną, a głębokość USZ jak na złość maleje. Dlatego takie rozwiązanie stosuje się tylko wtedy gdy nie można zastosować optymalnej konfiguracji USZ, z doprowadzeniem sygnału na katodę przedwzmacniacza. Przy zastosowaniu lamp takich jak ECL82 lub ECL86 najchętniej stosuje się właśnie taką konfigurację.

Niestety przez brak praktycznej możliwości pobrania sygnału z uzwojenia wtórnego TG, tylko z anody lampy mocy, ów układ trzeba jakoś przerobić

Owszem. Przerobić tak aby możliwe było pobranie USZ z uzwojenia wtórnego TG, i nie cudować.

[Dragon]

Dziękuję bardzo za odpowiedź.

2. Na katodę lub anodę pierwszej lampy, względnie siatkę lampy drugiej. Bez odwracania fazy.

Czy jeśli podałbym sygnał USZ właśnie na anodę lampy przedwzmacniacza, to czy przypadkiem nie wyjdzie mi na to samo, jakbym zastosował lokalne sprzężenie w samym stopniu mocy?

Pamiętałeś o zbocznikowaniu kondensatorem o pojemności kilku nF uzwojenia pierwotnego TG?

Faktycznie, nie zastosowałem tego kondensatora

Wraz z sygnałem wyjściowym pobierzesz w ten sposób tętnienia z zasilania, w poprawnie skonstruowanym wzmacniaczu mało szkodliwe z uwagi na wysoką impedancję pentody końcowej

Co jest złego w pobraniu tętnień z zasilania do USZ? Czy nie nastąpi wtedy ich częściowa kompensacja, jak innych zniekształceń? I jakie znaczenie ma przy tym impedancja lampy?

TG2,5 umożliwia taki myk, dzięki obecności uzwojenia słuchawkowego które można wykorzystać w roli kompensacyjnego.

Można prosić o rozwinięcie?

Pozdrawiam,
Dragon

[Tomek Janiszewski]

Czy jeśli podałbym sygnał USZ właśnie na anodę lampy przedwzmacniacza, to czy przypadkiem nie wyjdzie mi na to samo, jakbym zastosował lokalne sprzężenie w samym stopniu mocy?

Naturalnie, rzecz jasna przy założeniu że anoda lampy przedwzmacniacza polaczona jest z wejściem końcówki mocy przez kondensator, co zwykle ma miejsce. Zobacz sobie jak to zrobili w radiu "Klawesyn":
http://www.oldradio.pl/foto_schematy/00 ... chemat.gif
Kondensator odsprzęgający C64 zamiast dołączyć jak to się zwykle czyni - do masy, dołączono do wyjścia wzmacniacza, dzięki czemu wprowadza zarazem lokalne USZ poprzez rezystor obciążenia anodowego R40. A że "przed" kondensatorem C63 zamiast po nim - nie ma to istotnego znaczenia. Niezależnie od lokalnego USZ obejmującego pentodę ECL86 działa jeszcze sprzężenie ogólne, na katodę triody, wykorzystywane zarazem do regulacji barwy poprzez możliwość obcięcia wysokich tonów.

Co jest złego w pobraniu tętnień z zasilania do USZ? Czy nie nastąpi wtedy ich częściowa kompensacja, jak innych zniekształceń?

Nie nastąpi, ponieważ w miejsce gdzie zostaną one wprowadzone nie było wcześniej żadnych tętnień innego pochodzenia toteż nie będą miały się czego skompensować tylko zostaną wzmocnione i wydzielone w obciążeniu.

I jakie znaczenie ma przy tym impedancja lampy?

Takie że jak to jest we wzmacniaczach pentodowych - impedancja lampy jest kilkakrotnie wyższa od impedancji obciążenia, zwykle około pięciu razy. Gdy zatem napięcie zasilające stopień mocy SE skażone jest tętnieniami na poziomie 6V - to tylko 1V odłoży się na transformatorze (i odpowiednio przetransformowane w dół - na obciążeniu), pozostałe zaś 5V - między anodą lampy a masą, ale one nie będą szkodzić póki tego śmierdzącego goowna nie będzie się ruszać, np. pobierając z anody lampy końcowej napięcia USZ.

Można prosić o rozwinięcie?

A byłeś łaskaw zadać sobie trochę trudu i samemu odnaleźć schemat radia Tatry?
http://www.fonar.com.pl/audio/schematy/ ... 0_08_2.htm
Więc może teraz przeanalizuj sposób w jaki włączono transformator głośnikowy, dlaczego rezystor filtru zasilającego stopnie wstępne (2k w prawym dolnym rogu) włączono w szereg z dodatkowym uzwojeniem TG i jakie tętnienia wprowadzi się wówczas do transformatora. Zwrócę przy tym uwagę na pewien istotny szczegół: w tym radiu, podobnie jak i we wszelkich innych sensownych konstrukcjach, nie wyłączając wcześniej przytaczanego Klawesyna siatka ekranująca lampy końcowej zasilana jest wspólnie ze stopniami wstępnymi (a więc po dodatkowej filtracji), nie zaś wspólnie z anodą tej samej lampy. Ten ostatni sposób zasilania stosowało się tylko w najgorszego sorta odbiornikach klasy kuchennej, dziś zaś stosują go specjaliści od PCL86 SE, nawet ci co przeszli na wyższy stopień wtajemniczenia i poważyli się sięgnąć po EL84 lub 6P14P:
http://skarabo.net/sid-21-se.htm
Jak należało zasilić siatkę drugą w poprawny sposób - do nich nie dotarło i nigdy nie dotrze, oni będą brnąć z coraz to bardziej złożone filtry w zasilaczach i w coraz to większe pojemności które prawowitych konstruktorów epoki lampowej przyprawiłyby o zawał. Conajwyżej niektórzy sięgną jeszcze po stabilizatory napięcia anodowego i żarzeniowego, na układach scalonych i wysokonapięciowych MOSFETach. A kolejni początkujący entuzjaści lamp będą traktować płody ich chorej wyobraźni za niedościgłe wzory. Więc teraz przytocz może schemat wzmacniacza jaki próbujesz uruchomić (przynajmniej jego końcówkę mocy wraz z otoczeniem), albo chociaż przyznaj się skąd zasilasz siatkę druga, to pokombinujemy co należy zmienić aby było dobrze.

[Dragon]

Dziękuję za odpowiedź.

Takie że jak to jest we wzmacniaczach pentodowych - impedancja lampy jest kilkakrotnie wyższa od impedancji obciążenia, zwykle około pięciu razy. Gdy zatem napięcie zasilające stopień mocy SE skażone jest tętnieniami na poziomie 6V - to tylko 1V odłoży się na transformatorze (i odpowiednio przetransformowane w dół - na obciążeniu), pozostałe zaś 5V - między anodą lampy a masą, ale one nie będą szkodzić póki tego śmierdzącego goowna nie będzie się ruszać, np. pobierając z anody lampy końcowej napięcia USZ.

Z tego co rozumiem, przy zwiększaniu głębokości USZ pobieranego z anody, spada też impedancja stopnia końcowego(jak przy trybie triodowym), więc może to też jest dodatkowym powodem zwiększania poziomu przydźwięku.

Więc może teraz przeanalizuj sposób w jaki włączono transformator głośnikowy, dlaczego rezystor filtru zasilającego stopnie wstępne (2k w prawym dolnym rogu) włączono w szereg z dodatkowym uzwojeniem TG i jakie tętnienia wprowadzi się wówczas do transformatora.

Żeby skompensować przydźwięk, trzeba by sprawić aby liczba amperozwojów tętnień w uzwojeniu pierwotnym była taka sama jak w uzwojeniu słuchawkowym.
We wzmacniaczu mam TG 2,5, więc przekładnia to: 2800/78 = 35,9.
Lampa mocy to 6p14p, której impedancja wewnętrzna to 30kOm. Stąd opór po stronie uzwojenia słuchawkowego powinien wynosić 30kOm/35,9 = 835 Om.
Taka kompensacja bardzo by mi się przydała, ponieważ zasilacz pożyczyłem od mojego drugiego skończonego wzmacniacza PP 6p14p. Niestety przez za niskie napięcie po stronie wtórnej TS(które wynosi 230V), musiałem ograniczyć filtracje zasilacza. Żeby utrzymać napięcie na odpowiednim poziomie w moim obecnie budowanym wzmacniaczu, rezystor w filtrze zasilacza ma 10 Om...
Przy większych wartościach napięcie na lampach mocy nie wynosi już 250V, tylko spada.
Oczywiście po skończonym projekcie, chce zrobić dobry zasilacz z dobrą filtracją, ale projekt przez cały czas się zmienia, więc muszę poczekać do momentu jego ukończenia.

Więc teraz przytocz może schemat wzmacniacza jaki próbujesz uruchomić (przynajmniej jego końcówkę mocy wraz z otoczeniem), albo chociaż przyznaj się skąd zasilasz siatkę druga, to pokombinujemy co należy zmienić aby było dobrze.

Mój wzmacniacz to typowy SE na EL84 - w moim przypadku 6P14P - jest to wzmacniacz dwustopniowy.
W przedwzmacniaczu pracuje już mniej standardowo lampa E180F, odpowiednik 6Ż9P. Jej wzmocnienie zmierzone w układzie to 150 V/V.
Transformator głośnikowy to TG 2,5 z dzielonym uzwojeniem pierwotnym.

Zasilanie siatki drugiej lampy 6P14P jest od wspólnego punktu zasilacza(gdzie podłączona jest anoda 6P14P przez uzwojenie pierwotne TG i opornik anodowy lampy przedwzmacniacza). Do siatki drugiej dodałem opornik, który wyrównuje napięcie siatki z anodą(spadek napięcia na anodzie występuje przez rezystancje uzwojenia pierwotnego). Ów opornik siatki drugiej jest zbocznikowany kondensatorem 50uF, aby zlikwidować lokalne USZ.
Siatki drugiej nie mogłem podpiąć do specjalnie filtrowanej sekcji przedwzmacniacza, ponieważ takiej w ogóle nie ma, ze względu na za niskie napięcie zasilacza.
W docelowym ukończonym projekcie, oczywiście tak uczynię.

Wysokie wzmocnienie układu jest przewidziane dla globalnego USZ o głębokości 30db.
Do wysterowania 6P14P potrzeba 4,2V. Wzmocnienie lampy E180F 150 V/V, więc 150/4,2 = 35,7 raza, czyli jest to 31db.
Rozumiem, że przez słabej jakości transformator, będę musiał ograniczać pasmo kompensacją opóźniającą do dosyć niskich wartości.
Czy nie grozi to zniekształceniami TIM?

Pozdrawiam,
Dragon

[Tomek Janiszewski]

Z tego co rozumiem, przy zwiększaniu głębokości USZ pobieranego z anody, spada też impedancja stopnia końcowego(jak przy trybie triodowym), więc może to też jest dodatkowym powodem zwiększania poziomu przydźwięku.

W pewnym uproszczeniu można tak powiedzieć. W uproszczeniu, ponieważ pobieranie napięcia USZ z obwodu anodowego lampy w sposób poprawny, tj za pośrednictwem TG nie powoduje zwiększenia wrażliwości stopnia końcowego na przydźwięk, bez względu na to czy jest to USZ globalne czy też lokalne, na katodę lub siatkę lampy końcowej. Za to zwiększa tę wrażliwość zastosowanie sprzężenia z anody na siatkę drugą przy pomocy odczepu na uzwojeniu anodowym, o trybie triodowym w przypadku zwarcia siatki z anodą już nie mówiąc. Dlatego też wszelkie tzw. ultrailneary w SE to bezsens i produkt chorej wyobraźni audiofilów. Co innego w PP, tam bowiem tętnienia kompensują się w zarodku a wpływ UL na redukcję zniekształceń jest rzeczywisty, podczas gdy w SE sprowadza się głównie do zmniejszenia poziomu trzeciej harmonicznej za cenę wzrostu drugiej.

Żeby skompensować przydźwięk, trzeba by sprawić aby liczba amperozwojów tętnień w uzwojeniu pierwotnym była taka sama jak w uzwojeniu słuchawkowym.
We wzmacniaczu mam TG 2,5, więc przekładnia to: 2800/78 = 35,9.
Lampa mocy to 6p14p, której impedancja wewnętrzna to 30kOm. Stąd opór po stronie uzwojenia słuchawkowego powinien wynosić 30kOm/35,9 = 835 Om.

Prawidłowe rozumowanie, i obliczona rezystancja także sensowna technicznie.

Niestety przez za niskie napięcie po stronie wtórnej TS(które wynosi 230V), musiałem ograniczyć filtracje zasilacza. Żeby utrzymać napięcie na odpowiednim poziomie w moim obecnie budowanym wzmacniaczu, rezystor w filtrze zasilacza ma 10 Om...

Oprzytomnij Ten rezystor nie zasila głównego konsumenta prądu, tj anody lampy końcowej, lecz jedynie jej siatkę ekranującą plus wszelkie stopnie wstępne. Płynący przez niego prąd stanowi niewielką część całkowitego prądu czerpanego z zasilacza. Niech będzie to nawet 20mA w obu kanałach. Zapewne domyślasz się że w takim wypadku należy zastosować osobny rezystor kompensacjno-filtracyjny dla każdego z transformatorów, natomiast kondensator filtru skąd czerpie się zasilanie stopni napięciowych może choć nie musi byś wspólny. Przez każdy z rezystorów popłynie zatem po 10mA, tym samym spadek napięcia wyniesie zaledwie 8V. Zapewne spadek napięcia na rezystancji uzwojenia anodowego TG okaże się większy, tym samym napięcie na siatce drugiej lampy końcowej nie spadnie poniżej napięcia anodowego. Za to dzięki kompensacji będzie można wyeliminować ów rezystor 10 omów całkowicie, wystarczy zasilanie obwodów anodowych z pierwszego kondensatora filtru.

W przedwzmacniaczu pracuje już mniej standardowo lampa E180F, odpowiednik 6Ż9P.

Czy to może nowa audiofilska urban legend? Dokładnie tak jak to było z E88CC która komuś pomyliła się z ECC808, i odtąd stała się najwyżej cenioną lampą do stopni napięciowych audio, mimo że została stworzona do celów diametralnie przeciwnych tj. kaskodowych wzmacniaczy VHF. Przypomnę że do zastosowań audio, obok powszechnie znanej pentody EF86 (i jej regulacyjnego wykonania EF83) dedykowana jest pentoda E80F (nie jest to bynajmniej specjalne wykonanie telewizyjnej pentody EF80, ponieważ nosi ono oznaczenie EF800), i niechybnie to ona jest powodem audiofilskiego awansu pentody szerokopasmowej (np. dla oscyloskopów) E180F.

Jej wzmocnienie zmierzone w układzie to 150 V/V.

Obie wyżej wymienione pentody audio pozwalają osiągnąć wzmocnienie bliskie 200V/V (przy obciążeniu anodowym 220k) przy mniejszym zapotrzebowaniu na moc żarzenia (w przypadku EF86) i znakomitym tłumieniu tętnień pochodzących od obwodu żarzenia. W przypadku E180F na to ostatnie liczyć nie można, tam bowiem priorytetem nie jest minimalizacja pojemności między siatką sterującą a żarzeniem, lecz pojemności wejściowej i wyjściowej, w większym nawet stopniu niż pojemności zwrotnej (ta ostatnia ma decydujące znaczenie w przypadku pentod przeznaczonych do wąskopasmowych wzmacniaczy rezonansowych o dużym wzmocnieniu, np. EF89).

Zasilanie siatki drugiej lampy 6P14P jest od wspólnego punktu zasilacza(gdzie podłączona jest anoda 6P14P przez uzwojenie pierwotne TG i opornik anodowy lampy przedwzmacniacza).

Czyli tak jak to robią specjaliści od PCL86 SE

Do siatki drugiej dodałem opornik, który wyrównuje napięcie siatki z anodą(spadek napięcia na anodzie występuje przez rezystancje uzwojenia pierwotnego). Ów opornik siatki drugiej jest zbocznikowany kondensatorem 50uF, aby zlikwidować lokalne USZ.

Dobre chociaż to, jako że owi specjaliści wzorując się na konstruktorach gitarowców pozostawiają z reguły ów rezystor nie zbocznikowany, w wyniku czego pojawia się we wzmacniaczu miękki przester, który jest bardzo pożądany w gitarowcach ale nie we wzmacniaczach audio. Ale, ale! Dosłownie zbocznikowany? A dlaczego nie umasiony dla przebiegów zmiennych tymże kondensatorem? Wtedy odciąłbyś tętnienia od siatki drugiej, znacznie bardziej wrażliwej niż anoda (nawet kilkadziesiąt razy!). Nie muszę chyba dodawać że zasilanie siatki drugiej z sekcji filtru dla przedwzmacniaczy przyniosłoby ten sam efekt, a nawet lepszy, bowiem dzięki stałemu obciążeniu filtru prądem zasilania lamp napięciowym mniej zmieniałoby się napięcie na siatce drugiej przy silnym wysterowaniu, kiedy to mimo pracy w klasie A prąd tej siatki wzrasta nawet kilkakrotnie, podczas gdy anodowy prawie się nie zmienia. Doprawdy, warto wzorować się (i ewentualnie ulepszać) na klasycznych uznane konstrukcjach a nie współczesnych wynalazkach.

Siatki drugiej nie mogłem podpiąć do specjalnie filtrowanej sekcji przedwzmacniacza, ponieważ takiej w ogóle nie ma, ze względu na za niskie napięcie zasilacza.

Bzdoory. Te kilka woltów mniej uniemożliwiłoby pracę przedwzmacniacza? A niech to będzie i 10V, tyle ile należy się spodziewać przy zastosowaniu kompensacji przydźwięku. Tym bardziej mniej więcej tyle samo napięcia odzyskasz po wyeliminowaniu dodatkowej sekcji filtru dla wszystkich stopni z rezystorem 10 omów.

Wysokie wzmocnienie układu jest przewidziane dla globalnego USZ o głębokości 30db.

Podejrzanie dużo. 10 max 20dB to bardziej realna głębokość. O THD na poziomie ułamków % w SE zapomnij, nieprzypadkowo wszelkie poważne konstrukcje lampowe mają konfigurację PP.

Rozumiem, że przez słabej jakości transformator, będę musiał ograniczać pasmo kompensacją opóźniającą do dosyć niskich wartości.

Niestety tak. We wzmacniaczach tranzystorowych ograniczenia stawiała niska fT tranzystorów końcowych, najpierw germanowych, potem zaś kultowych dwuenek i również trzeba było ograniczać pasmo oraz SR.

Czy nie grozi to zniekształceniami TIM?

Nie w tak dużym stopniu jak we wzmacniaczach tranzystorowych. Bo i ekstremalnie głębokiego USZ niedasie za sprawą transformatora zastosować, i odporność lampy stopnia napięciowego na przesterowanie jest nieporównywalnie większa. Zwłaszcza dedykowanej lampy audio (ECC83, EF86) której nachylenie jest o rząd wielkości mniejsze niż szerokopasmowych lamp E88CC czy E180F.

[Einherjer]

Tak głębokie sprzężenie zwrotne w układzie z TG2,5 jest mało realne. Będziesz musiał bardzo drastycznie obciąć pasmo przenoszenia w otwartej pętli. Jak obcina się pasmo? Dodając dwójnik RC równolegle do rezystora anodowego stopnia napięciowego, żeby obciążenie lampy malało wraz z częstotliwością. Teraz załóżmy, że musisz ściąć pasmo do 2kHz (co jest w tym przypadku całkiem możliwe). Mówimy o kompensacji pojedynczym dominującym biegunem, więc wzmocnienie będzie spadać o 20dB na dekadę. Dla 20kHz będzie musiało być niższe 10 razy niż dla częstotliwości < 2kHz. Wzmocnienie stopnia z pentodą to nachylenie ch-ki przemnożone przez rezystancję obciążenia. Żeby więc wzmocnienie spadło 10 razy, rezystancja obciążenia musi również spaść 10 razy. Potrafisz dobrać punkt pracy tak, żeby uzyskać dobre parametry przy obciążeniu którego wartość zmienia się dziesięciokrotnie?

[Dragon]

Dziękuję kolegom za odpowiedzi.

Dlatego też wszelkie tzw. ultrailneary w SE to bezsens i produkt chorej wyobraźni audiofilów.

Przeglądając karty katalogowe lamp zauważyłem taką ciekawostkę, że układy PP w trybie UL mają niższe zniekształcenia intermodulacyjne niż w trybie triodowym.
Ciekawe czy ich redukcja następuje dlatego, że ogólne zniekształcenia są niższe(w UL więcej drugiej harmonicznej skompensowanej w transformatorze) czy dlatego, że poprawia się rozpływ prądu między siatką drugą, a anodą. Gdyby znać odpowiedź, można by stwierdzić czy UL nie zredukuje zniekształceń intermodulacyjnych we wzmacniaczu SE (gdyby odpowiedzą na to pytanie była druga opcja - poprawa rozpływu prądu).

Oprzytomnij Ten rezystor nie zasila głównego konsumenta prądu, tj anody lampy końcowej, lecz jedynie jej siatkę ekranującą plus wszelkie stopnie wstępne. Płynący przez niego prąd stanowi niewielką część całkowitego prądu czerpanego z zasilacza.

Faktycznie nie pomyślałem o tym, dlatego bo ten zasilacz miał być tylko chwilowo i miałem go zwrócić do mojej poprzedniej konstrukcji.

Czy to może nowa audiofilska urban legend? Dokładnie tak jak to było z E88CC która komuś pomyliła się z ECC808, i odtąd stała się najwyżej cenioną lampą do stopni napięciowych audio, mimo że została stworzona do celów diametralnie przeciwnych tj. kaskodowych wzmacniaczy VHF. Przypomnę że do zastosowań audio, obok powszechnie znanej pentody EF86 (i jej regulacyjnego wykonania EF83) dedykowana jest pentoda E80F (nie jest to bynajmniej specjalne wykonanie telewizyjnej pentody EF80, ponieważ nosi ono oznaczenie EF800), i niechybnie to ona jest powodem audiofilskiego awansu pentody szerokopasmowej (np. dla oscyloskopów) E180F.

Nawet nie wiedziałem, że ta lampa jest audiofilska Po prostu szukałem taniej lampy o dużym wzmocnieniu - E180F ma żywotności 10000 godzin i złocone piny - kosztuje około 8zł, a jej odpowiednik 6Ż9P ma połowę krótszy czas życia(w wersji E - 5000 godzin) i nie ma złoconych pinów, ale kosztuje połowę z tego co E180F.
Za to E80F kosztuje około 50zł. Do tego gdy robiłem założenia projektowe, nigdzie nie mogłem jej znaleźć.

Obie wyżej wymienione pentody audio pozwalają osiągnąć wzmocnienie bliskie 200V/V

Planowo wzmocnienie mojej E180F miało być wyższe, ale napięcie zasilania mi przeszkodziło, które wynosi około 270V.

Ale, ale! Dosłownie zbocznikowany? A dlaczego nie umasiony dla przebiegów zmiennych tymże kondensatorem?

Przepraszam, mój błąd. Oczywiście jest umasiony.

Nie muszę chyba dodawać że zasilanie siatki drugiej z sekcji filtru dla przedwzmacniaczy przyniosłoby ten sam efekt, a nawet lepszy, bowiem dzięki stałemu obciążeniu filtru prądem zasilania lamp napięciowym mniej zmieniałoby się napięcie na siatce drugiej przy silnym wysterowaniu, kiedy to mimo pracy w klasie A prąd tej siatki wzrasta nawet kilkakrotnie, podczas gdy anodowy prawie się nie zmienia.

Czy chodzi o to, że kondensator umasiony bezpośrednio przed siatką drugą może się zatkać podczas silnego wysterowania(zwłaszcza kiedy ma za dużą pojemność), a kondensator filtrujący w zasilaczu nie ma takiej możliwości?

O THD na poziomie ułamków % w SE zapomnij, nieprzypadkowo wszelkie poważne konstrukcje lampowe mają konfigurację PP.

Jeśli pentodowy SE ma zniekształcenia przy wysterowaniu rzędu 10%, a układ PP w trybie UL na poziomie 1% lub kilku, to faktycznie łatwiej zejść niżej USZ z THD. Ale czy są jakieś jeszcze inne przeciwskazania redukcji zniekształceń w SE? Jak ma grać lepiej, to czemu nie

i odporność lampy stopnia napięciowego na przesterowanie jest nieporównywalnie większa. Zwłaszcza dedykowanej lampy audio (ECC83, EF86) której nachylenie jest o rząd wielkości mniejsze niż szerokopasmowych lamp E88CC czy E180F.

Jaki jest związek między nachyleniem charakterystyki, a odpornością na przesterowanie? Czułość stopnia nie określa wzmocnienie napięciowe?

Tak głębokie sprzężenie zwrotne w układzie z TG2,5 jest mało realne. Będziesz musiał bardzo drastycznie obciąć pasmo przenoszenia w otwartej pętli. Jak obcina się pasmo? Dodając dwójnik RC równolegle do rezystora anodowego stopnia napięciowego, żeby obciążenie lampy malało wraz z częstotliwością. Teraz załóżmy, że musisz ściąć pasmo do 2kHz (co jest w tym przypadku całkiem możliwe). Mówimy o kompensacji pojedynczym dominującym biegunem, więc wzmocnienie będzie spadać o 20dB na dekadę. Dla 20kHz będzie musiało być niższe 10 razy niż dla częstotliwości < 2kHz. Wzmocnienie stopnia z pentodą to nachylenie ch-ki przemnożone przez rezystancję obciążenia. Żeby więc wzmocnienie spadło 10 razy, rezystancja obciążenia musi również spaść 10 razy. Potrafisz dobrać punkt pracy tak, żeby uzyskać dobre parametry przy obciążeniu którego wartość zmienia się dziesięciokrotnie?

A gdybym ściął pasmo w dwóch miejscach? Np. w stopniu napięciowym i na uzwojeniu wtórnym transformatora?
We wzmacniaczach tranzystorowych nie ma takiego problemu?
W układzie LM3886 pasmo w otwartej pętli zaczyna spadać od 100Hz. USZ jest dosyć głębokie, a stopień mocy pracuje w klasie B.
Mam taki wzmacniacz i gra, powiedzmy poprawnie.

Pozdrawiam,
Dragon

[Einherjer]

Nie specjalnie możesz porównywać wzmacniacze tranzystorowe i lampowe. Niby fundamentalne zasady są takie same, ale diabeł tkwi w szczegółach. W większości wzmacniaczy tranzystorowych włącza się kondensator między kolektor a bazę tranzystora pracującego jako wzmacniacz napięciowy (drugi stopień). Ceną jaką się płaci za zbyt dużą wartość tego kondensatora jest ograniczenie szybkości narastania napięcia, stąd zniekształcenia TIM, jeśli się przesadzi. Na zniekształcenia pierwszy stopień ma niewielki wpływ, bo i tak pracuje z bardzo niewielką amplitudą napięcia wyjściowego, większość wzmocnienia zapewnia drugi stopień.
Jak dodasz kondensator w obwodzie anody lampy końcowej to zepsujesz jej optymalne obciążenie. Poza tym tu nie chodzi o ograniczenie pasma dla ograniczenia pasma tylko o wprowadzenie jednego dominującego bieguna transmitancji. Można kompensować dwoma biegunami, ale to już wyższa szkoła jazdy.

[Tomek Janiszewski]

Przeglądając karty katalogowe lamp zauważyłem taką ciekawostkę, że układy PP w trybie UL mają niższe zniekształcenia intermodulacyjne niż w trybie triodowym.
Ciekawe czy ich redukcja następuje dlatego, że ogólne zniekształcenia są niższe(w UL więcej drugiej harmonicznej skompensowanej w transformatorze) czy dlatego, że poprawia się rozpływ prądu między siatką drugą, a anodą. Gdyby znać odpowiedź, można by stwierdzić czy UL nie zredukuje zniekształceń intermodulacyjnych we wzmacniaczu SE (gdyby odpowiedzą na to pytanie była druga opcja - poprawa rozpływu prądu)

Ta druga diagnoza jest błędna. Rozpływ prąd między anodę a siatkę drugą jeżeli już, to zdecydowanie najkorzystniejszy jest w połączeniu triodowym. Bowiem napięcie siatki drugiej nigdy nie staje się większe od napięcia anodowego (skoro zawsze są sobie równe) toteż lampa pracuje w zakresie dopływu bezpośredniego (wszystkie elektrony które przelecą przez żeberka siatki drugiej dolecą do anody). A te co trafią w żeberka siatki - suma summarum i tak połączą się z tymi co dotarły do anody i razem trafią do obciążenia.
Powód zwiększonych zniekształceń intermodulacyjnych (jak i wszelkich zniekształceń nieliniowych) w połączeniu triodowym musi być zatem inny. Po prostu, wskutek energetycznie niekorzystnego przebiegu charakterystyk anodowych (jak to w triodach) dla uzyskania sensownej mocy i sprawności trzeba wysterować lampę do oporu. Szczytowe dodatnie napięcie siatki sterującej musi być takie aby zaczynał pojawiać się prąd siatki, zatem mamy w obwodzie wejściowym lampy konkretną, bardzo przykrą nieliniowość, której w połączeniach pentodowym i UL nie ma oczywiście pod warunkiem że tym razem obwodu siatkowego nie przesterujemy. Można by jej uniknąć także w połączeniu triodowym, ale wtedy moc będzie wyraźnie mniejsza.

Za to E80F kosztuje około 50zł. Do tego gdy robiłem założenia projektowe, nigdzie nie mogłem jej znaleźć.

Ale EF86 jest jeszcze całkiem popularna, i chyba nie kosztuje aż tyle? Nie ma tylko złoconych pinów, ale jej specjalna, długowieczna wersja istnieje i nosi oznaczenie EF806S.

Planowo wzmocnienie mojej E180F miało być wyższe, ale napięcie zasilania mi przeszkodziło, które wynosi około 270V.

Takie śrubowanie wzmocnienia może doprowadzić do samowzbudzenia. Z USZ - z powodu nadmiernej jego głębokości i, bez niego, lub z USZ osłabionym - z powodu nadmiernej czułości wzmacniacza i pojemnościowego sprzęgania się siatki EF z anodą EL. Na co Ci tak wielkie wzmocnienie skoro już EL84 + 1/2ECC83 daje czułość odpowiednią jak na końcówkę mocy? Co dopiero EL84+EF86. Ponadto pojedyncze oporowe stopnie lampowe o wzmocnieniu >200 okazują się bardzo wrażliwe na zmianę parametrów lub wymianę lampy. Dlatego jakoś nie spotyka się w kartach katalogowych EF86 aplikacji z Ra=470k przy zasilaniu z 400V choć pozwoliłoby uzyskać bardzo duże wzmocnienie.

Czy chodzi o to, że kondensator umasiony bezpośrednio przed siatką drugą może się zatkać podczas silnego wysterowania(zwłaszcza kiedy ma za dużą pojemność), a kondensator filtrujący w zasilaczu nie ma takiej możliwości?

Nic z tych rzeczy, i nadmierna pojemność kondensatora nie przeszkadza. Chodzi po prostu o to że gdy dobierze się rezystor redukcyjno - filtracyjny w siatce drugiej tak aby uzyskać katalogowy spoczynkowy punkt pracy (a inaczej nie można ponieważ w SE z reguły pracuje się na granicy dopuszczalnej mocy traconej na anodzie w spoczynku), to nie uzyskamy katalogowej mocy maksymalnej, bowiem po wysterowaniu napięcie na siatce drugiej spadnie wskutek zwiększonego średniego prądu tej siatki. Gdy wraz z siatką drugą zasilane są stopnie napięciowe (oczywiście mogą być zasilane za pośrednictwem dodatkowych ogniw RC) to prąd w rezystorze redukcyjnym nie zmienia się tak silnie w funkcji wysterowania, i zmiany napięcia na siatce drugiej są mniejsze.

Jeśli pentodowy SE ma zniekształcenia przy wysterowaniu rzędu 10%, a układ PP w trybie UL na poziomie 1% lub kilku, to faktycznie łatwiej zejść niżej USZ z THD. Ale czy są jakieś jeszcze inne przeciwskazania redukcji zniekształceń w SE? Jak ma grać lepiej, to czemu nie

Parę praktycznych sposobów jest. Poza ogólnym, właściwie skorygowanym fazowo USZ (dla uniknięcia wzbudzenia) dobre rezultaty dają sprzężenia lokalne obejmujące tylko końcówkę mocy (tak jak to zrobiono w Klawesynie). Inna możliwość polega na kombinacji sprzężenia lokalnego z uzwojenia wtórnego TG na katodę EL (można to sobie nazywać semi-quadem bo mówienie o pełnym quadzie ma sens jeżeli lampy "napędzają" obciążenie w czterech punktach: dwiema katodami i dwiema anodami a więc w PP a nie w SE) z doprowadzeniem napięcia ogólnego USZ w tej samej fazie na siatkę lampy stopnia napięciowego lub też na potencjometr wzorem "Mazura". No i trzeba ściśle przestrzegać katalogowych warunków pracy: zarówno zmniejszenie jak i zwiększenie Ra względem zalecanej w katalogu prowadzi do wzrostu THD: w pierwszym przypadku rośnie druga harmoniczna, w drugim zaś - zarówno druga jak i trzecia.

Jaki jest związek między nachyleniem charakterystyki, a odpornością na przesterowanie? Czułość stopnia nie określa wzmocnienie napięciowe?

Zniekształcenia TIM powstają wtedy gdy napięcie wejściowe jest większe niż zakres liniowej pracy stopnia wejściowego, a sygnał USZ ulega opóźnieniu. Łatwiej jest doprowadzić do zatkania lampy o dużym nachyleniu (np. E180F) niż lampy o nachyleniu małym (np. EF86). W układach tranzystorowych jest podobnie: za skuteczny środek przeciw zniekształceniom TIM uważa się nieblokowane rezystory w emiterach wejściowego stopnia różnicowego końcówki mocy, które wprawdzie zmniejszają wzmocnienie w otwartej pętli, ale za tą cenę zwiększają zakres liniowej pracy stopnia wejściowego - poprzez zmniejszenie wypadkowego nachylenia. Aczkolwiek doprowadzić do przesterowania lampy wejściowej końcówki mocy byłoby dużo trudniej, bez względu na jej nachylenie które w przypadku lamp małej mocy nie osiąga nachylenia jakim cechują się tranzystory zwłaszcza bez rezystorów emiterowych. Stąd zagrożenie zniekształceniami TIM jest w przypadku lamp mocno hipotetyczne.