Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

[Romekd]

Czołem.

Nie przeceniałbym roli tego tranzystora. Zważ że w stanie przejściowym tylko on wzmacnia, zatem wzmocnienie prądowe od kolektora VT6 po autotransformator wynosi tyle co beta. Oporność widziana przez autotransformator jest w tym stanie znaczna, zarówno ze względu na dużą oporność R22 (przetransformowana za sprawą wtórnika VT7 daje ponad 100 omów), jak i mały prąd spoczynkowy tego wtórnika (rezystancja różniczkowa złącza wynosi dalsze kilkadziesiąt omów).

Tomku, nie obraź się, ale w moim odczuciu dla udowodnienia swoich racji zaczynasz "naginać" prawa fizyki i reguły obowiązujące w elektronice. Mówimy o włączaniu się tranzystora VT7 dla rozpoczynającej się ujemnej połówki sygnału wyjściowego na transformatorku głośnikowym. W tej sytuacji rezystor R22 nie ma już żadnego znaczenia (ma znaczenie na wyłączanie się tranzystora), a tranzystory VT7 i VT6 tworzą tzw. połączenie Sziklaiego ( https://pl.wikipedia.org/wiki/Uk%C5%82ad_Sziklaiego ), które w tym układzie wykazuje bardzo duże wzmocnienie napięciowe i prądowe (a płyną tu prądy rzędu pojedynczych mA, lub co najwyżej kilkunastu mA). Ma także bardzo niską oporność wyjściową (wtórnik emiterowy na VT7). Oporność różniczkowa diody, stworzonej przez złącze baza-emiter tranzystora VT9, nie odgrywa tu większego znaczenia na pracę układu, gdyż włączona jest w obwodzie kolektora tranzystora VT7

Za to w stopniu wzmocnienia prądowego (VT6, VT7, VT9, VT10, VT11) mamy 100% napięciowe sprzężenie zwrotne, i ono to sprawia że schodka na oscyloskopie nie widać. Nie widać też "normalnych" zniekształceń, z natury mało widocznych dla oka bo "gładkich" a wynikających z faktu że stopień z tranzystorem VT6 musi dostarczyć pełnego napięcia na obciążeniu; tu sprawę pogarsza jeszcze pominięcie bootstrapu w obciążeniu tego stopnia.

Gdzie Ty w układzie widzisz 100% sprzężenie napięciowe na tranzystory VT4 i VT6, po wyeliminowaniu globalnego sprzężenia na VT4? Napięcie kolektora VT6 wywiera stosunkowo niewielki wpływ na jego wzmocnienie prądowe, a w stanach przejściowych dla rozwinięcia i analizy pracy układu tranzystor VT7 postanowiłem potraktować jako tranzystor wyjściowy (tylko na potrzebę tej analizy, gdyż w praktyce jego rolę przejmuje VT9).
Poza tym nie rozumiem jednej rzeczy, Kol. Gustaw już poprzez pomiary udowodnił, że układ działa poprawnie, a Ty coraz bardziej "idziesz w zaparte", że układ jest do niczego...

Ale ten kompromis nie uwzględnia już złożoności układu. Zastosowano aż sześć tranzystorów: o jeden więcej niż w proponowanym przeze mnie wzmacniaczu, a o dwa więcej gdyby zrezygnować ze stabilizacji tranzystorowej na rzecz diodowej, w razie potrzeby dwustopniowej. Źle wygląda także stabilność podziału napięcia na wyjściu przy zmianach napięcia zasilania (mająca walny wpływ na maksymalną moc wyjściową a tym samym sprawność: nie zastosowano ani wejściowego stopnia różnicowego (co rzecz jasna kosztowałoby kolejny tranzystor) ani też diod równoważących (D5, D7 i D12 na moim schemacie mających kompensować spadek napięcia na złączu emiterowym T1 oraz rezystorze R5, które mogą być, i w praktycznych rozwiązaniach zawsze były - wspólne dla obu kanałów. Taki układ miałby jeszcze rację bytu w obliczu braku jakichkolwiek tranzystorów komplementarnych: otwiera się pole do popisu dla miłośników naszych Tegessiedemdziesiątek; w roli zastępczego tranzystora npn możnaby w zależności od mocy wyjściowej użyć DZG1-4 lub DMG1-5.

Tomku, jaka znowu "złożoność układu"? Rosjanie zastosowali własne prościutkie rozwiązanie, przez co nie musieli nikomu płacić za prawa autorskie. Układ świetnie się sprawdził, przez co niemal niezmieniony występował w kilku odbiornikach produkcji radzieckiej. Nikt nie narzekał na brak symetrii w pracy stopnia mocy . Odbiornik przestawał odbierać stacje przy niższym napięciu baterii nie z powodu złej pracy wzmacniacza m.cz. a z powodu zerwania drgań przez heterodynę. Poza tym możliwość odbioru aż do całkowitego wyładowania się i wycieku baterii byłaby idiotyzmem, więc gdzie Ty tu widzisz wady? A że popularnych i tanich tranzystorów było w układzie więcej, to nawet lepiej, bo firmy w tamtych czasach lubiły się przechwalać ich ilością w odbiorniku... Za to w Polsce w większości przypadków nie wymyślało się własnych rozwiązań. Niemal wszystko w naszym kraju było wtedy albo na licencji Grundiga, albo Thomsona, albo Philipsa... Która scalona końcówka mocy była w latach 70. i 80. zeszłego stulecia (Twoim zdaniem) wyśmienita i całkowicie naszego pomysłu?

W normalnych "pełnych" przeciwsobnych stopniach wyjściowych z tranzystorami npn/pnp również mamy sytuację, w której gdy prąd jednego tranzystora osiąga pewną wartość (daleką od maksymalnej), prąd drugiego zanika (spada do zera i tranzystor się całkowicie wyłącza - później potrzebuje czasu, by się ponownie włączyć...).

Owszem jest takie zjawisko; eliminuje się je stosując tzw. klasę Super-A która w istocie jest klasą AB, gdzie jednak nie dopuszcza się do całkowitego zatkania żadnego z tranzystorów końcowych. Najprościej można to osiągnąć eliminując rezystory emiterowe, co oczywiście wymaga użycia tranzystorów końcowych o dostatecznie małej rezystancji termicznej i skutecznego układu stabilizacji prądu spoczynkowego. Wówczas bez wzglądu na chwilowe napięcie wyjściowe iloczyn prądów tranzystorów końcowych pozostaje stały, podczas gdy z rezystorami stała pozostaje ich suma, oczywiście doputy dopóki jeden z nich się nie zatka. Tak więc układ jaki przytaczałem w poście viewtopic.php?f=48&t=28340&start=45#p296852 jest w istocie najprostszym rozwiązaniem wzmacniacza klasy Super-A,w którym do całkowitego zatykania się tranzystorów końcowych nigdy nie dochodzi. A zbudowałem wg tego schematu (zapożyczonego z radiomagnetofonu MK2500) wzmacniacze na różnych tranzystorach: gietach GT402/404, acetkach AC180/181 oraz adetkach AD161/162, i w żadnym z nich rezystory emiterowe nie okazały się potrzebne.

Niestety, to co napisałeś Tomku powyżej też nie jest do końca zgodne z faktami Sam brak rezystorów emiterowych nie spowoduje jeszcze, że niewysterowany w danym momencie tranzystor końcowy nie ulegnie szybkiemu zatkaniu, i to ze zmianą kierunku spolaryzowania jego złącza baza-emiter na przeciwny (doprowadzi to do naprawdę głębokiego wyłączenia się tranzystora!). Stanie się tak ponieważ układ nadzorujący wartość prądu spoczynkowego, z tranzystorem umieszczonym na radiatorze (badającym jego temperaturę), będzie się starał utrzymać stałą wartość napięcia między bazami tranzystorów mocy niezależnie od ich wysterowania, a napięcie baza-emiter wysterowanego w danym momencie tranzystora będzie szybko rosło w miarę wzrostu prądu jego emitera. Napięcie to może osiągać wartość nawet kilku woltów, a już dwukrotne przekroczenie spoczynkowego napięcia baza-emiter (ok. 0,6 V w 20°C) dla danego prądu spoczynkowego, wywoła odwrócenie się polaryzacji napięcia baza-emiter drugiego tranzystora, z pełnym jego zatkaniem, czyli przejściem do głębokiej klasy "C"...

Pozdrawiam
Romek

[gustaw353]

Na początku kol. AZ12 potrzebował : „Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177”.
Były wskazania na rozwiązania zastosowane w „Jubilatach”, „Ślęży” itp.
Ja zamieściłem swoją propozycję wzmacniacza, moim zdaniem, prostego i nie stwarzającego problemów z wdrożeniem – str. 3 (7 list. 2014).
Wykonałem makietę i pomiary tego 4-tranzystorowego wzmacniacza – str. 4 ( 26 list. 2014):

Powtórzyłem eksperyment na tranzystorach krzemowych.
Kol. Tomek Janiszewski odpowiedział :

..... no i potoczyła się dyskusja ...
Oczywiście ja nie neguję poprawności rozwiązań proponowanych przez kol. Tomka. Są to układy należące do klasyki żanru.
Moja propozycja, z pozoru dziwaczna, broni się jednak na co wskazują zastosowania praktyczne.
Tu macie jeszcze jeden przykład (też mam takie):

[Rozszerzenie djvu zostało wyłączone i nie będzie dłużej wyświetlane.]

– ze wzm. różnicowym na wejściu.
.....................................................................................................................................
Kontynuując dociekania wykonałem kolejne doświadczenie:

Opornik 12 Ω otrzymał równolegle PR 25 Ω . Ustawiając jego oporność na minimum uzyskałem tylko wyraźnie większe wzmocnienie toru m.cz.; żadnych wzbudzeń przy ustawieniu głośności na max. (z sygnałem i bez sygnału).
Zdobiłem z tego zdarzenia video clip lecz nie chce się tu na Forum zmieścić.
Przy okazji wyszło na jaw, że jeden z kondensatorów elektrolitycznych w obw. zasilania pozbył się pojemności – wymieniłem wszystkie i jest хорошо !
........................................................................................................................................
Proponowałem wcześniej:
"Lubiącym łamigłówki elektroniczne polecam analizie schemat kultowego już angielskiego wzmacniacza QUAD-405. Mimo, że rozwiązanie układowe w nim zastosowane jest niepowszechne (równie dziwne jak obecnie ob-mawianego) to dysputy mogą być tylko o tym czy jego brzmienie należy zakwalifikować do grupy najwyższej czy jeszcze wyżej."

Materiałów jest sporo:https://www.google.pl/search?q=QUAD+405 ... BPY03TM%3A

[Romekd]

Czołem.

Oczywiście ja nie neguję poprawności rozwiązań proponowanych przez kol. Tomka. Są to układy należące do klasyki żanru.
Moja propozycja, z pozoru dziwaczna, broni się jednak, na co wskazują zastosowania praktyczne.

Opornik 12 Ω otrzymał równolegle PR 25 Ω . Ustawiając jego oporność na minimum uzyskałem tylko wyraźnie większe wzmocnienie toru m.cz.; żadnych wzbudzeń przy ustawieniu głośności na max. (z sygnałem i bez sygnału).

Dziękuję za wykonane doświadczenie. Pokazało ono, że nawet bez pętli globalnego sprzężenia wzmacniacza da się normalnie słuchać. Przyrządy zapewne pokazałyby, że po zwarciu rezystora zniekształcenia wzrosły, a pasmo przenoszenia uległo zawężeniu, ale ludzkie ucho jest bardziej tolerancyjne, przez co dźwięk dalej jest akceptowalny. Bardzo lubię czytać wypowiedzi Tomka Janiszewskiego. Przy okazji dowiaduję się pewnych rzeczy, a o innych tylko odświeżam sobie pamięć... Tomek oczywiście, jak każdy z nas, delikatnie nagina niektóre fakty, ale tak to już jest, że pewne rozwiązania lubimy i je zachwalamy, a inne jakoś nas nie zachwycają... Jednak ja uważam, że lepsze jest wrogiem dobrego i nawet tak wyszydzany na naszym Forum układ LM386 ma wiele cennych zalet, np. bardzo szerokie pasmo przenoszenia, które dla układów LM386 kilku producentów potrafi przekraczać 1,5 MHz (-3 dB). To szerokie pasmo dla niektórych konstruktorów może stanowić spory problem. Przy źle zaprojektowanej płytce układ lubi się wzbudzać, a prosty pomiar wykazuje pozornie większe niż w innych układach szumy...

Pozdrawiam serdecznie
Romek

[Tomek Janiszewski]

Mówimy o włączaniu się tranzystora VT7 dla rozpoczynającej się ujemnej połówki sygnału wyjściowego na transformatorku głośnikowym.

Przypomnę że porównywałem wzmocnienie prądowe układu liczone od kolektora VT6 (i bazy VT7) do obciążenia (dla ustalenia uwagi wejścia autotransformatora. Bez względu jakie będzie wzmocnienie T7, to wzmocnienie dla połówki ujemnej będzie większe od wzmocnienia dla stanu przejściowego o wzmocnienie prądowe V9, dla dodatniej zaś - niemal o iloczyn wzmocnienia prądowego VT9 i VT11. Fragment z tranzystorami VT7, VT9, VT10 i VT11 wnosi zatem dużą nieliniowość, którą trzeba potem niwelować głębokim sprzężeniem zwrotnym. I tego dotyczyły moje zastrzeżenia.

W tej sytuacji rezystor R22 nie ma już żadnego znaczenia (ma znaczenie na wyłączanie się tranzystora)

Ten rezystor mógłby teoretycznie wyrównać nierównomierność wzmocnienia prądowego, gdyby jego oporność była znacznie mniejsza od rezystancji wtórnika z VT7. Tymczasem ta ostatnia nie jest wcale taka duża, i równa jest iloczynowi impedancji obciążenia (prawdopodobnie ta wynosi 32 omy, bowiem ten głośnik ma 8 omów, zaś autotransformator - najpewniej przekładnię 2:1). Dla wzmocnienia prądowego VT7 równego 200 mamy oporność widzianą przez VT6 równą zaledwie 6,4k. Dopiero gdy zacznie przewodzić dioda VT10 (włączając tym samym do pracy VT9, który wraz z VT7 utworzy układ Sziklaiego) wzmocnienie prądowe wtórnika rośnie o dalsze kilkaset, i w tej sytuacji VT6 widzi praktycznie już tylko rezystor 39k, który tym samym wyznacza efektywne wzmocnienie prądowe stopnia końcowego równe ilorazowi R39 oraz oporności obciążenia. Dalszy wzrost efektywnego wzmocnienia prądowego dla połówki dodatniej powodowany włączeniem się do pracy jeszcze i VT11 jest już pomijalny.

a tranzystory VT7 i VT6 tworzą tzw. połączenie Sziklaiego ( https://pl.wikipedia.org/wiki/Uk%C5%82ad_Sziklaiego ), które w tym układzie wykazuje bardzo duże wzmocnienie napięciowe i prądowe (a płyną tu prądy rzędu pojedynczych mA, lub co najwyżej kilkunastu mA). Ma także bardzo niską oporność wyjściową (wtórnik emiterowy na VT7).

I vice versa: w danym akurat przypadku oporność tego połączenia jest duża. Jeżeli chcesz rozpatrywać jako połączenie Sziklaiego VT6 wraz z VT7 - to zważ że stanowi ono wówczas stopień w układzie wspólnego emitera a nie wtórnik (rolę wypadkowego emitera pełni tu emiter T6, emiter zaś T7 pełni rolę zastępczego kolektora). Wpływ rezystora R22 na obniżenie oporności wyjściowej jest nieznaczny: 39k podzielone przez wzmocnienie prądowe VT7 daje około 200 omów, a więc kilkakrotnie więcej niż oporność obciążenia.

Oporność różniczkowa diody, stworzonej przez złącze baza-emiter tranzystora VT9, nie odgrywa tu większego znaczenia na pracę układu, gdyż włączona jest w obwodzie kolektora tranzystora VT7

Tu istotnie zgoda. Ale i bez niej nie sposób powiedzieć że oporność widziana przez obciążenie od strony emitera VT7 jest bardzo niska.

Gdzie Ty w układzie widzisz 100% sprzężenie napięciowe na tranzystory VT4 i VT6, po wyeliminowaniu globalnego sprzężenia na VT4?

Miałem na myśli 100% napięciowe sprzężenie zwrotne z wyjścia na emiter T7. Ten tranzystor i wszystko na prawo od niego stanowi zastępczy wtórnik napięciowy. Niestety niecałkowicie liniowy, z uwagi na to że w różnych stanach wzmacnia bądź tylko VT7, bądź VT7 i VT9, bądź VT7, VT9 i VT11. Tę resztkową nieliniowość musi wyeliminować globalne sprzężenie zwrotne obejmujące także VT6 i VT4. Ale ono jest jak sam zauważyłeś - dość płytkie.

Napięcie kolektora VT6 wywiera stosunkowo niewielki wpływ na jego wzmocnienie prądowe, a w stanach przejściowych dla rozwinięcia i analizy pracy układu tranzystor VT7 postanowiłem potraktować jako tranzystor wyjściowy (tylko na potrzebę tej analizy, gdyż w praktyce jego rolę przejmuje VT9).

Ten tranzystor bierze na siebie rolę tranzystora wyjściowego w stanie przejściowym, gdy prąd obciążenia przechodzi przez zero.

Poza tym nie rozumiem jednej rzeczy, Kol. Gustaw już poprzez pomiary udowodnił, że układ działa poprawnie, a Ty coraz bardziej "idziesz w zaparte", że układ jest do niczego...

Działa poprawnie w sensie że da się go słuchać w odbiorniku AM z miniaturowym głośniczkiem - można tak powiedzieć. Ale posiada jeszcze inne mankamenty wynikające z nadmiernego uproszczenia tam gdzie upraszczać nie należało. W szczególności kiepsko trzyma połowę napięcia na wyjściu z racji niezrównoważonego stopnia wejściowego.

Tomku, jaka znowu "złożoność układu"? Rosjanie zastosowali własne prościutkie rozwiązanie, przez co nie musieli nikomu płacić za prawa autorskie. Układ świetnie się sprawdził, przez co niemal niezmieniony występował w kilku odbiornikach produkcji radzieckiej

W dobie germanowych petów i transformatorów m.cz. stosowano w wielu odbiornikach układ gdzie dwustopniowy przedwzmacniacz napięciowy pełnił zarazem rolę stabilizatora napięcia polaryzującego stopień mocy, i było to rzeczywiście udane rozwiązanie. Tu musieli za wszelką cenę pozbyć się transformatorów i wykombinowali coś dalekiego od doskonałości możliwej do osiągnięcia na tym co zastosowali.
Nikt nie narzekał na brak symetrii w pracy stopnia mocy.
Bo i kto będzie sprawdzał czy połówki sygnału wyjściowego są równomiernie obcinane w warunkach przesterowania, a jeżeli nie - to o ile moc wyjściowa jest mniejsza od możliwej do uzyskania w warunkach pełnej symetrii? Nawet jak jest mniejsza o 20% to na słuch się tego nie wychwyci.

Poza tym możliwość odbioru aż do całkowitego wyładowania się i wycieku baterii byłaby idiotyzmem, więc gdzie Ty tu widzisz wady?

Idiotyzmem owszem jest stosowanie ogniw które wylewają zanim zupełnie zdechną. Na szczęście bateryjkom 9V zdarza się to rzadko (nie mają kubka cynkowego będącego zarazem obudową) tak więc argument od czapy.

A że popularnych i tanich tranzystorów było w układzie więcej, to nawet lepiej, bo firmy w tamtych czasach lubiły się przechwalać ich ilością w odbiorniku...

Dlaczego zatem nie dołożyli jeszcze jednego tranzystora? A prosiłoby się zastosować dwutranzystorowy układ Darlingtona w miejsce T11. Nie pogorszyłoby to wysterowalności wzmacniacza, za to dałoby to możliwość zwiększenia o rząd wielkości rezystancji R26, co przełożyłoby się na redukcję prądu spoczynkowego VT9 z 2,6mA do ułamków mA. Cały wzmacniacz pobierałby wówczas poniżej 1mA prądu spoczynkowego. Widzę tu rażącą niekonsekwencję. Można było też oprzeć się na układzie zaproponowanym przeze mnie, stosując układy Sziklaiego w miejsce tranzystorów końcowych, lub klasyczny układ quasi-komplementarny, i zarazem zastępując układ stabilizacji prądu spoczynkowego łańcuszkiem odpowiednio dwóch lub trzech diod, tak dobranych aby prąd spoczynkowy nie przekroczył w żadnych warunkach dziesiątych części uA. Również i to pozwoliłoby radykalnie obniżyć prąd spoczynkowy stopnia sterującego, a zwiększone wzmocnienie pozwoliłoby na zastosowanie głębokiego globalnego sprzężenia zwrotnego redukującego zniekształcenia skrośne. Potrzeba by było wówczas sześciu tranzystorów (i to dokładnie tych samych jakich użyto w odbiorniku!) a jednak zaoszczędziłoby się wówczas na prądzie spoczynkowym co przy zasilaniu z bateryjki 9V miałoby pierwszorzędne znaczenie. Przy tym jednakowe wzmocnienie dla obu połówek kazałoby się spodziewać lepszej liniowości

Która scalona końcówka mocy była w latach 70. i 80. zeszłego stulecia (Twoim zdaniem) wyśmienita i całkowicie naszego pomysłu?

Naszego pomysłu nie było żadnej, ale UL1482 można uznać za bardzo dobrą w większości zastosowań, może poza słuchawkowymi (tu przydałby się jeszcze mniejszy prąd spoczynkowy). Również UL1481 i UL1440 nie powinny budzić zastrzeżeń w zastosowaniach wymagających mocy wyjściowej kilku watów.

Niestety, to co napisałeś Tomku powyżej też nie jest do końca zgodne z faktami Sam brak rezystorów emiterowych nie spowoduje jeszcze, że niewysterowany w danym momencie tranzystor końcowy nie ulegnie szybkiemu zatkaniu, i to ze zmianą kierunku spolaryzowania jego złącza baza-emiter na przeciwny (doprowadzi to do naprawdę głębokiego wyłączenia się tranzystora!). Stanie się tak ponieważ układ nadzorujący wartość prądu spoczynkowego, z tranzystorem umieszczonym na radiatorze (badającym jego temperaturę), będzie się starał utrzymać stałą wartość napięcia między bazami tranzystorów mocy niezależnie od ich wysterowania, a napięcie baza-emiter wysterowanego w danym momencie tranzystora będzie szybko rosło w miarę wzrostu prądu jego emitera. Napięcie to może osiągać wartość nawet kilku woltów, a już dwukrotne przekroczenie spoczynkowego napięcia baza-emiter (ok. 0,6 V w 20°C) dla danego prądu spoczynkowego, wywoła odwrócenie się polaryzacji napięcia baza-emiter drugiego tranzystora, z pełnym jego zatkaniem, czyli przejściem do głębokiej klasy "C"...

TIP135_1.png

Przytoczyłeś przykład ekstremalny. Z tranzystorami BC107/177 przy dopuszczalnym prądzie 100mA których dotyczy temat (a także z BC211/313 przy prądzie 1A) napięcie B-E na pewno nie osiągnie w szczycie 2V, a zaledwie 0,9V. Nawet jeśli wskutek powyższego prąd przeciwnego tranzystora zmaleje do wartości mikroamperowych, to będzie miał on dużo więcej czasu na powrót do stanu pełnego przewodzenia, niż w układzie z rezystorami emiterowymi, gdzie wszystko dzieje się w drobnym ułamku okresu. Prosty rachunek wykaże, że przy wyidealizowanych charakterystykach wykładniczych nie dochodzi nigdy do całkowitego zatykania się tranzystorów, gdy nie ma rezystorów w emiterach.

Pozdrawiam
Tomek

[fugasi]

Która scalona końcówka mocy była w latach 70. i 80. zeszłego stulecia (Twoim zdaniem) wyśmienita i całkowicie naszego pomysłu?

Naszego pomysłu nie było żadnej, ale UL1482 można uznać za bardzo dobrą w większości zastosowań, może poza słuchawkowymi (tu przydałby się jeszcze mniejszy prąd spoczynkowy). Również UL1481 i UL1440 nie powinny budzić zastrzeżeń w zastosowaniach wymagających mocy wyjściowej kilku watów.

A TDA2003? Tzn. UL1413G oczywiście. Dobry ten kość, czy niegodzien wspomnień?

[kaem]

UL1482 pracowały w radyjku RS-101 rzeszowskiej Unitry. Wzmacniacz był tak policzony, że od biedy napędzał też głośniki. Z zagranicznymi walkmanami ten numer nie przeszedł.

[zjawisko]

Odkryję Amerykę - gniazdko słuchawkowe służy do podłączenia... tak! Właśnie słuchawek. I czasem producent naprawdę ma to na myśli.

W RS-101 po podłączeniu głośników 8Ω czy - jeszcze lepiej - 4Ω spora część mocy wyjściowej ginęła na wtrąconych w szereg z wyjściem rezystorach.

[kaem]

Natomiast w magnetofonach klasy MK235 było odwrotnie: gniazdo głośnikowe (bezposrednio ze wzmacniacza mocy, bez żadnych rezystorów) służyło także do podłączania słuchawek.

[zjawisko]

I było przy tym stosownie opisane - symbolem słuchawek i głośnika. Wzmacniacz dysponował mocą rzędu 1W, tak więc przy pracy... nazwijmy to... stacjonarnej dołączenie zewnętrznej kolumny było wysoce pożądane dla uzyskania nieco lepszej jakości dźwięku niż z wewnętrznego GD8-13/1.

Ale w czym rzecz: nie ma sensu wymagać tego samego od mydelniczki z mocą specjalnie ograniczoną dla słuchawek.

DDRowcy w swojej mydelniczce SR10 vel Nante dali szeregowe rezystory aż 180Ω, przewidzieli użycie słuchawek o wyższej impedancji i... skokową regulację siły głosu. I tak przy typowych, walkmanowych słuchawkach w pozycji "1" nadal jest zbyt głośno. Nie dogodzisz.
A SR 10 gdyby nie oszczędność na potencjometrze siły głosu i zakresie kończącym się u nich na 104MHz byłby (subiektywnie) najlepszym "dorosłym", miniaturowym radiem UKF. Ma tor odbiorczy z prawdziwego zdarzenia i dobre wykorzystanie baterii.

Inna z mydelniczek - R-124 z tym samym co RS-101 UL1482 zasilanym z trzech ogniw R6 potrafi narobić sporego jazgotu na głośnik. Pomijam inne walory użytkowe tego cudu techniki...

[Romekd]

Czołem.

Przypomnę że porównywałem wzmocnienie prądowe układu liczone od kolektora VT6 (i bazy VT7) do obciążenia (dla ustalenia uwagi wejścia autotransformatora. Bez względu jakie będzie wzmocnienie T7, to wzmocnienie dla połówki ujemnej będzie większe od wzmocnienia dla stanu przejściowego o wzmocnienie prądowe V9, dla dodatniej zaś - niemal o iloczyn wzmocnienia prądowego VT9 i VT11. Fragment z tranzystorami VT7, VT9, VT10 i VT11 wnosi zatem dużą nieliniowość, którą trzeba potem niwelować głębokim sprzężeniem zwrotnym. I tego dotyczyły moje zastrzeżenia.

Przyznam, że nie bardzo rozumiem jak możesz rozdzielać układ, licząc wzmocnienie dopiero od kolektora VT6. W omawianym układzie wzmocnienie prądowe (i napięciowe) zapewniają tranzystory VT4, VT6 i VT7. Tego wzmocnienia w układzie jest aż zanadto, jak na potrzeby wysterowania autotransformatora z głośnikiem. Rezystor R22, o którym kilka razy już wspomniałeś, wspomaga jedynie wyłączanie tranzystora VT7. Równie dobrze mogłoby go w ogóle nie być i wówczas kolektor tranzystora VT6 polaryzowany byłby prądem bazy VT7 (znacznie mniejszym co do wartości), co spowodowałoby jedynie wydłużenie wychodzenia VT7 ze stanu przewodzenia (czas narastania prądu kolektora VT7 nie uległby zmianie). Za włączanie VT7 odpowiada jedynie prąd kolektora VT6, a wartość tego nie ogranicza rezystor R22. W tranzystorach Darlingtona też znajdują się wewnętrzne rezystory (włączone między bazy i emitery każdego z tranzystorów), które również są tylko po to by zwiększyć szybkość wyłączania się takiego "podwójnego" tranzystora i poprawić jego wypadkową liniowość. One też nie zmniejszają maksymalnego prądu kolektora. Nie bardzo też rozumiem co rozumiesz przez pełną "symetrię" układu. Przecież żaden stopnień wzmacniający z jednym tranzystorem (niezależnie od przyjętej konfiguracji) tak naprawdę nie jest do końca symetryczny. Wtórnik emiterowy z tranzystorem npn może oddawać do obciążenia większy co do wartości prąd, niż prąd, który może w przeciwnej połówce sygnału z obciążenia pochłaniać. W jakichś modelach wzmacniaczy firma PIONEER zastosowała kiedyś nawet ulepszony układ wtórnika emiterowego, bardziej symetryczny od wtórnika "zwykłego":

Dla mnie wzmacniacze m.cz. w przedstawionych w tym wątku miniaturowych (miniaturowych jak na tamte czasy) rosyjskich odbiornikach były, jak na potrzeby tamtych urządzeń bardzo dobre, bo optymalne, mimo kilku swoich wad. Przy zasilaniu bateryjnym, szczególnie gdy zasilanie to stanowiła mała bateria 9 V (typu 6F22), nominalna moc wyjściowa na poziomie 100 mW, czy nawet 150 mW była właśnie optymalna ze względu na czas pracy takiej baterii. Poza tym, co udowodnił już Kol. Gustaw, układy te były naprawdę bardzo ekonomiczne pod względem zużycia prądu i to właśnie dlatego, że nie były zbudowane w formie typowych stopni przeciwsobnych z tranzystorami npn i pnp z dodatkowym tranzystorem kompensującym wpływ temperatury na wartość prądu spoczynkowego. Tranzystor czuwający nad prądem spoczynkowym w przypadku tranzystorów w małych plastykowych obudowach zawsze reagowałby ze zwłoką (spowodowaną większą rezystancją termiczną między strukturą krzemową a epoksydową obudową), przez co po każdym głośniejszym odtwarzaniu muzyki prąd spoczynkowy byłby niepotrzebnie wyższy, przyczyniając się do szybszego rozładowania baterii. A w układzie z diodą VT10 prąd stały między tranzystorami końcowymi w ogóle nie płynie, więc nie ma potrzeby "czuwania" nad jego wartością. Wchodzenie VT10 do stanu przewodzenia jest tak szybkie, że we wzmacniaczu m.cz. niemal w ogóle nie zauważalne.

Wracając jeszcze do tego nierównego wzmocnienia prądowego, to przypomniały mi się Twoje wypowiedzi o wzmacniaczach stosowanych między innymi w magnetofonach ZK240 i M2405S, których również bardzo nie lubisz i wszędzie krytykujesz. Tym układom również zarzucasz brak symetrii we wzmacnianiu dodatnich i ujemnych połówek sygnału m.cz. W starszym rozwiązaniu wzmocnie napięciowe dawał tylko jeden tranzystor (T6), pracujący w układzie WE i podparty w obwodzie kolektora układem Bootstrapu. Cztery następne tranzystory (T7, T8, T9 i T10) pracowały w obwodach wzmacniacza prądu ze wzmocnieniem napięciowym mniejszym od jedności.

Owszem układ zachowywał się nieco "niesymetrycznie", ale głównie po przesterowaniu. Czy ktoś to wtedy słyszał i zarzucał układowi brak symetrii? W ogóle tamte magnetofony miały duże szumy i zniekształcenia nieliniowe, więc zastosowanie lepszego wzmacniacza mocy nie wiele by już poprawiło...W kolejnej wersji wzmacniacza zastosowano dodatkowy tranzystor, który również wzmacniał sygnał napięciowo:

W tym układzie wzmocnienie napięciowe (i przy "okazji" prądowe) zapewniały tranzystory T6 i T7, a tranzystory T8, T9 i T10 wzmacniały sygnał jedynie prądowo. Ponieważ wysterowanie tranzystora T9 przy dodatnich połówkach sygnału zapewniał tranzystor T7 o jako takiej wydajności prądowej, to dla tej części sygnału nie stosowano dodatkowego tranzystora (nie użyto układu Darlingtona ani Sziklaiego). Za to przy ujemnych połówkach sygnału wysterowanie T10 zapewniał jedynie prąd płynący przez rezystor R59, (prąd płynący przez T7 wówczas spadał - tranzystor się wyłączał, oddając swój prąd z rezystora R59 do tranzystorów T8 i T9, stanowiących wtórnik prądowy). Ponieważ prąd rezystora R59 był stosunkowo niski i mniej więcej stały co do wartości (mamy tu "bootstrap" z C39) to dla ujemnych połówek pracowały dwa tranzystory T8 i T10 (dodano T8, tworzący połączenie Sziklaiego), a dla dodatnich tylko jeden T9. Wszystko dokładnie przemyślane, choć może nie dla wszystkich analizujących ten układ w pierwszej chwili zrozumiałe... Oczywiście układ nie jest całkowicie symetryczny, ale wystarczająco na tamte czasy skuteczny...
Tak w ogóle to układów idealnie symetrycznych nie ma, choć są wzmacniacze uważane za bardziej symetryczne pod względem budowy:

https://www.google.pl/search?q=symmetri ... UQ_AUIBigB

Nawet parowane tranzystory typu PNP różnią się zdecydowanie charakterystykami od charakterystyk tranzystorów NPN, co łatwo można dostrzec przeglądając ich noty katalogowe. Weźmy pod uwagę choćby popularne BC546...BC550 i BC556...BC560:

lub większe BD135 (BD137, BD139) i BD136 (BD138, BD140) produkcji Philipsa:

Co ciekawe, między tranzystorami niby tego samego typu, ale różnych producentów też występują spore różnice w parametrach. Poniżej charakterystyki tranzystorów BD139 i BD140, produkowanych przez firmę Fairchild Semiconductor (to są zupełnie inne tranzystory niż te produkowane kiedyś przez CEMI i Philipsa):

Mają ponadto nawet dwukrotnie większe pojemności międzyzłączowe i nieporównywalnie niższą częstotliwość graniczną.

Charakterystyki tranzystorów mocy 2SC5198 i 2SA1941 (TOSHIBA):

A tak wyglądają różnice między popularnymi tranzystorami NPN i PNP jeszcze większej mocy typu 2SC5200 i 2SA1943 (TOSHIBA; kolorem czerwonym oznaczyłem fragment charakterystyki dla temp. 100°C, który mi się bardzo nie podoba... ):

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Ponieważ nie mogłem uwierzyć, by wzmacniacze rosyjskich odbiorników przenośnych były aż tak strasznie złe (moim zdaniem mieli niezłych inżynierów i kompletne buble by nie przeszły jakiejkolwiek kontroli jakości), postanowiłem na szybko zbudować wzmacniacz wg schematu NEYWA-303. Dokonałem kilku zmian. Zmiany te uwidoczniłem na schemacie umieszczonym poniżej:

Ponieważ tranzystory BC107B wykazują spory spadek wzmocnienia już przy prądach 50 mA, zastąpiłem je tranzystorami SS8050 (w tej samej obudowie TO92, ale przeznaczonymi specjalnie do stopni wyjściowych wzmacniaczy m.cz. o mocy wyjściowej do 2 W), a jako pozostałe tranzystory użyłem BC546C i BC556C. Diodę wykonaną z tranzystora (VT10) zastąpiłem diodą Schottky'ego typu SB130. Dodałem też potencjometr, którym można dobrać optymalną wartość składowej stałej na tranzystorach dla uzyskania poprawnej pracy wzmacniacza przy napięciu zasilania od 4 V do 10 V. Przydatny też okazał się dwójnik RC na wyjściu (obwód Zobla) i kondensatory 220 pF, którymi zablokowałem wyprowadzenia kolektor-baza tranzystorów VT6, VT9 i VT11. Układ zmontowałem na płytce stykowej do testowania obwodów:

Wyniki pomiarów przedstawia tabela (wartości prądu i mocy doprowadzonej do wzmacniacza po wysterowaniu odczytywałem wprost z wyświetlacza zasilacza Rigol, pozostałe obliczałem z napięcia odczytywanego z oscyloskopu i impedancji obciążenia):

Oglądając przebiegi na ekranie oscyloskopu nie zauważyłem widocznych zniekształceń sygnału. Również miernik zniekształceń nieliniowych nie wskazywał by ich poziom był jakoś przesadnie wysoki. W tabeli umieściłem wartości otrzymywanych mocy wyjściowych i poziom zniekształceń przy jakich moc została zmierzona. Obniżenie mocy o 20% w stosunku do maksymalnej powodowało spadek zniekształceń do wartości ok. 0,2%, czyli jak na tak prosty wzmacniacz o sporym wzmocnieniu były one dość niskie (zniekształcenia rosły ze spadkiem napięcia zasilania; prąd spoczynkowy wzmacniacza przy napięciu 10 V wynosił ok. 3 mA). Tak to wyglądało na oscyloskopie przy różnych napięciach zasilania układu:

Czy ktoś z Szanownych Kolegów uważa te wyniki za naprawdę kiepskie, a wzmacniacz za źle przez Rosjan zaprojektowany? Tomku, widzisz na oscylogramach asymetrię lub stany przejściowe?

Pozdrawiam
Romek

[elektrit]

Ponieważ nie mogłem uwierzyć, by wzmacniacze rosyjskich odbiorników przenośnych były aż tak strasznie złe

Jak mogą być złe, jak bateryjka 9V wyjęta z miernika (ten zaś wskazuje znak konieczności wymiany baterii i fałszuje wskazania) ląduje w radyjku Neywa 403 i radio działa bez zarzutu jeszcze jakiś czas?

[gustaw353]

Witam.
Kol. Romku, wykonaj pomiary (obserwację) sygnału o bardzo małym poziomie na wyjściu wzm. i przy możliwie najmniejszym napięciu zasilania.
Chodzi mi o podobne badanie do tego jakie przedstawiłem na str. 4 tego tematu - Napisane: Śr, 26 listopada 2014, 22:10
Ciekaw jestem jak zachowa się twoja makieta. Mój wzmacniacz pracował w bardzo szerokim zakresie napięć zas. bez zmiany wartości elementów.
Dobrze też by było potraktować go suszarką do włosów oraz potrzymać w lodówce by ciut skruszał.

[Romekd]

Czołem.

Kol. Romku, wykonaj pomiary (obserwację) sygnału o bardzo małym poziomie na wyjściu wzm. i przy możliwie najmniejszym napięciu zasilania.
Chodzi mi o podobne badanie do tego jakie przedstawiłem na str. 4 tego tematu - Napisane: Śr, 26 listopada 2014, 22:10
Ciekaw jestem jak zachowa się twoja makieta. Mój wzmacniacz pracował w bardzo szerokim zakresie napięć zas. bez zmiany wartości elementów.

Niecałą godzinę temu przeprowadziłem właśnie takie pomiary. Wykazały one, że układ pracuje poprawnie od napięcia 2,18 V dając na wyjściu 1,43 V wartości międzyszczytowej dla obciążenia 27 Ω. Zrobiłem nawet zdjęcie ekranu oscyloskopu:

Później wpadłem na pomysł by w układzie zamontować tranzystory z dużą betą, jako wyjściowe, co pozwoliło zwiększyć wartość dwóch rezystorów. Spowodowało to spadek wartości prądu spoczynkowego do 0,47 mA przy napięciu 2,18 V i ok. 1,5 mA przy zasilaniu układu napięciem 8 V (poprzeni układ pobierał 1,47 mA przy napięciu 4 V i 3,55 mA przy 10 V). Zmiany te pociągnęły też za sobą niewielki wzrost zniekształceń nieliniowych, ale przecież nie ma nic za darmo... Mimo to wzmacniacz "na ucho" nadal gra całkiem przyjemnie. Obecnie schemat wygląda tak (zmienione elementy zaznaczyłem na żółto):

Dla rezystorów jak na schemacie wzmocnienie napięciowe wzmacniacza wynosi teraz 40 dB.
W najbliższych dniach powinienem otrzymać paczkę z odbiornikiem "NEYWA-304". Kupiłem za jakieś grosze, gdyż ciekawi mnie jak działa oryginalny układ i jaką przekładnię ma zastosowany w nim transformatorek głośnikowy.

Pozdrawiam
Romek

[gustaw353]

A jak wygląda "schodek" przy paru miliwoltach sygnału na wyjściu; czy pojawi się przy wyższych częstotliwościach ?
Ten schodek jest utrapieniem w klasycznych układach.