Projekt hybrydowego stopnia mocy.

[_idu]

Stopień mocy. Jak widać nie ma tu pary komplementarnej. Dlaczego?
Wg mojego mniemania łatwiej nabyć dwa zbliżone parametrami tranzystory
mocy tego samego typu (ta sam partia produkcyjna) niż dwa zbliżone
parametrami tranzystory tworzące parę komplementarną.

Typ tranzystora. Aby nie komplikować układu polaryzacji zwróciłem uwagę
na tranzystory 2SK1058 będące tańsza alternatywą dla drogich BUZ901.BUZ900.
Te tranzystary cechują się niewielkim ujemnym temperaturowym współczynnikiem
prądu drenu oraz transkonduktancji. Ich liniowość (zaprojektowane dla wzmacniaczy audio)
to dodatkowa zaleta.

Owszem można zastosować dziesięciokrotnie tańsze IRF530, mające ponadto
niewielką pojemność wejściową bramki. Ale to ma swoją cenę - spory dodatni
współczynnik temperaturowy prądu drenu oraz transkonduktancji.
IRF530 ma większa transkonduktancję - ale też większą nieliniowość (parametry
optymalizowane dla układów impulsowych).

Wg. mnie więcej zalet ma zastosowanie 2SK1058 niz np. IRF530.

Prąd spoczynkowy jest osiągany przy napięciu polaryzującym około 1,3V.

Układ scalony - pełni tylko rolę "serwa" ustalającego zero na wyjściu wzmacniacza.
Można go pominąć - opornik R13 połączony zamiast do wyjścia U1 do wyjścia wzmacniacza.

Zasilanie stopnia symetryczne - pomijamy kondesator pomiędzy wzmacniaczem a głośnikiem.

Para tranzystorów nie będąca stopniem komplementarnym wymaga inwertera fazy.
Tę rolę pełni stopień lampą V2 (6N1P). Topologia inwerter - tranzystory mocy - to
zmodyfikowany układ Futtermann'a. Nie wnosi on wzmocnienia napięciowego.

Na wejściu jest klasyczny stopień z tetrodą strumieniową V1 (6Ż3P). Dziwić
może dzielnik zarówno dla napięcia stałego jak i sygnału. Takie rozwiązanie ma służyć
kompensacji przydźwięku od napięcia anodowego
(->http://www.tubecad.com/articles_2001/to ... tage_psrr/).
Obniżenie napięcia stałego na siatce lampy V2 jest tylko dodatkowym przydatnym bonusem.

Zastosowanie takiego jak na schemacie układu inwertera i stopni mocy nie pozwala na tradycyjne
objęcie USZ łączonym do katody lampy V1. Jako alternatywa tradycyjny inwerter i stopnie mocy.
Modyfikacje niewielkie:
R11 do masy zamiast wyjścia wzmacniacza (lub pozostawić podłączony do wyjścia - do dyskusji), C5 do katody V2 zamiast jej anody, C4 do anody lampy V2 zamiast jej katody.
Wtedy jest możliwość zastosowania USZ poprzez rezystor łączący wyjście wzmacniacza i katody lampy V1.

I na koniec - zabezpieczenie. Z racji klasy odmiennej od B wg mojej opinii błędem byłoby wstawiać bezpieczniki w przewody zasilające tranzystory mocy.
Lepiej byłoby wstawić bezpiecznik w szereg z głośnikiem.

Dioda D1 - częściowe zabezpieczenie lampy V2 przed skutkami wyjęcia z podstawki lampy V1.

HybridAB.png

Dodatkowe informacje: Transkonduktancja lampy V1 wynosi ponad 4mA/V. Rezystancja dynamiczna V1 ponad 500k.
Napięcie polaryzujące siatkę sterującą wynosi 1,8.
Tranzystory mocy wymagają maksymalnej amplitudy nie większej niż 9V. Zakładając niewielką stratę amplitudy w stopniu mocy i inwerterze to na siatce V2 powinno być napięcie międzyszczytowe około 18-20V. Za racji zastosowani dzielnika rezystorowego na anodzie V1 powinien pojawić się sygnał o napięciu międzyszczytowym 36-40V. Minimalne wzmocnienie stopnia z V1 powinno wynosić 40/1,8 = 22. Bez uwzględniania lokalnego USZ oraz obciążenia dzielnikiem oporowym iloczyn transkonduktancji i rezystora anodowego wynosi 72.

Czy są jakiś sugestie, uwagi? Może coś Piotr od siebie doda.

Liczę na ew. porównanie zalet zmodyfikowanego układu Futtermann'a przy rezygnacji z pętli USZ kontra tradycyjne rozwiązanie inwertera i stopniu mocy dodające dodatkowe niewielkie wzmocnienie napięciowe - ale pozwalające na objęcie wzmacniacza pętlą USZ.
Chyba że całość jest CDD....

[Romekd]

STUDI, zmień wartość rezystorów R13 i R15, albowiem na przedstawionym schemacie mają po 100 omów.

[_idu]

Poprawionie - mają mieć około 100 - 120k. To kwestia dobrania dzielników polaryzujaćych tranzystory aby uzyskać założony prąd spoczynkowy.

[futrzaczek2]

Może zamiast stosować 6Ż3P i 6N1P, użyć 6F1P lub 6F12P? Jedna bańka mniej, lampy niemalże "śmieciowe", aż się prosi...

[_idu]

Może zamiast stosować 6Ż3P i 6N1P, użyć 6F1P lub 6F12P? Jedna bańka mniej, lampy niemalże "śmieciowe", aż się prosi...

Obsada lamp to inny temat. Docelowo będą 6N2P-EV, 6N3P-E, 2*6Ż3P-E, 6N1P-EV i 2 * 6E1P. Pierwsze dwie to przedwzmacniacz, za nim regulacja barwy dźwięku. Oczka magiczne - po jednym na kanał - z obniżoną jasnością świecenia - a mam ich całkiem sporo w marę porządnie wykonane mechanicznie - na naszym allegro większość to odrzuty jakościowe.

6F1P - trioda trochę za słabowita w roli sterowania MOSFETÓW. Nie chcę obcięcia pasma. A i szkoda tej lampy na audio za dobra innych celów...
6F12P - owszem ale tych lamp nie mam i nie zamierzam kupować tym bardziej jeśli i 6Ż3P i 6N1P są w wykonaniu długowiecznym a 6F12P nie. Ładnie by się prezentowała (jak 6N1P) ze znacznie "odsłoniętą" katodą.

To że bańka mniej to nie zawsze jest zaletą - tu mogę dowolnie rozsunąć elementy związane z wyjściem z lampy V2 od wejście w lampie V1.

[Piotr]

Czy są jakiś sugestie, uwagi? Może coś Piotr od siebie doda.

Pierwsza sprawa. Sprawdzłeś jak działa, czy to czysto teoretyczne rozważania?

2. Może rzeczywiście łatwiej dobrać dwa tranzystory N, niż komplementarną parę, jednak sposób polaryzacji w tym przypadku mi się niezbyt podoba. Sprawdzałeś, czy przy polaryzacji siatką rezystorów o takich wartościach tranzystory nie będą miały tendencji do odpływania?
Ja pozostanę przy dobieraniu par N-P i braku odwracania fazy, za to z porządną kompensacją termiczną.

3. Pozostając przy siatce rezystorów. Jakie to ma pasmo? Bo mnie się widzi, że średnie biorąc pod uwage wartości R12-R17.
Pytanie bardziej szczegółowe: Jakie to ma pasmo przy pełnej mocy i zniekształcenia dla wysokich tonów. Liniowość wynikająca z charakterystyk statycznych tranzystora swoją drogą, ale pozostaje jeszcze nieliniowa pojemność wejściowa.

4. Czy R6 na pewno nie powinien być zbocznikowany kondensatorem?

5. Sprzężenia zwrotnego można jak najbardziej użyć zapodając je nie na katodę, lecz na siatkę pierwszej lampy. Tym pomysłem zaraził mnie RomekD i muszę przyznać, że to bardzo dobre rozwiązanie. Dodatkowe wzmocnienie można zgarnąć montując Ck pierwszej lampie.

6. To już nie uwaga, raczej spostrzeżenie. Przy tych wartościach napięć zasilania będzie niezły potwór, tym bardziej przyjmując założenie, że zezwalasz na podłączanie głośników 4R...

Futrzaczek2
Jeżeli lubisz śmieciowe lampy, to piękne hybrydy można robić na PCL84 i PCL86. Wystarczy po jednej na kanał

[_idu]

Pierwsza sprawa. Sprawdzłeś jak działa, czy to czysto teoretyczne rozważania?

Na razie teoria. Dlatego prośba o dyskusję. Gdyby to był działający układ nie byłoby gadania co lepiej a co gorzej....

2. Może rzeczywiście łatwiej dobrać dwa tranzystory N, niż komplementarną parę, jednak sposób polaryzacji w tym przypadku mi się niezbyt podoba. Sprawdzałeś, czy przy polaryzacji siatką rezystorów o takich wartościach tranzystory nie będą miały tendencji do odpływania?
Ja pozostanę przy dobieraniu par N-P i braku odwracania fazy, za to z porządną kompensacją termiczną.

Nie stać mnie na kupno 100 sztuk tranzystorów z kanałem N jednego producenta i 100 sztuk z kanałem P drugiego producenta (nie spotkałem dobieranych fabrycznie par). Przy takiej ilość mogę liczyć na rabat. Ale kupując w kilku źródłach by zwiększyć szansę na dobór już nie. Kupując u jednego dostawcy ryzykuję że cała partia komplementarnego typy będzie miała średnią stałą dość znaczną odchyłkę od średniej drugiego typu.

Łatwiej nabyć tranzystory jednego typu z jednej serii produkcyjnej - więc łatwiej dobrać parę. Kupując pary komplementarne nie jest to możliwe by mieć tranzystory z tej samej partii.

Ba gdyby próbować dobierać pary to już się opłaci kupno dwóch buforów mocy LM12 - odpadną wszelkie inne problemy jak stabilność temperaturowa, odpowiednia polaryzacja, zabezpieczenie przeciwzwarciowe i termiczne.

Wracając do doboru tranzystorów co zrobię z resztą tranzystorów? W sklepie spożywczym nimi nie zapłacę.

Pływanie? w jakim sensie - może bliżej? Typ tranzystora to model z UJEMNYM WSPÓŁCZYNNIKIEM TEMPERATUROWYM. Na dodatek niewielkim - zbędna jest kompensacja temperaturowa. Co innego IRF'y .... dla małych prądów nagrzanie z 25 do 150'C to zmiana prądu drenu będzie praktycznie o rząd wielkości a w 2SK1058 zmniejszenie o może 10 procent. Ba nawet zrezygnowałem z bawieniem się w automatyczną polaryzację - choćby z powodu trudności w kupnie w detalu precyzyjnych rezystorów.

3. Pozostając przy siatce rezystorów. Jakie to ma pasmo? Bo mnie się widzi, że średnie biorąc pod uwagę wartości R12-R17.

Przepraszam ale pojemność wejściową tak naprawdę ładuje inwerter. To on zmienia potencjał bramki a nie dzielnik.
Zawsze można zejść z wartościami w dzielniku ale to pociąga koszt w postaci kondesatora sprzęgającego (WYSOKI dodam).

Pojemność wejściowa tych tranzystorów to jakieś 600 - 700pF. Fakt IRF530 ma mniej więcej o połowę niższe. Ale IRF240 - które lubisz używać, mają chyba nawet większa pojemność wejściową niż 2SK1058.

Pytanie bardziej szczegółowe: Jakie to ma pasmo przy pełnej mocy i zniekształcenia dla wysokich tonów. Liniowość wynikająca z charakterystyk statycznych tranzystora swoją drogą, ale pozostaje jeszcze nieliniowa pojemność wejściowa.

....która dotyczy także Twojej pary komplementarnej.

Zmiana tej pojemności w przypadku 2SK1058 wg not katalogowych wydaje sie być nieco mniejsza niż w przypadku IRF530 - specjalnie zaprojektowanych dla uzyskania małej pojemność G-S. W przypadku stosowanych przez Ciebie IRF240 zmiana jest wyraźnie mniejsza. Nie patrzyłem jak sie sprawują w tej kwestii tranzystory P.

P.S. Aha, największa nieliniowość zmian pojemności Cgs jest dla napięć Ugs < 1V.

4. Czy R6 na pewno nie powinien być zbocznikowany kondensatorem?

Co najwyżej małą dobraną dla wyrównania przebiegu w górnej części pasma po zmontowaniu całości (jeśłi w ogóle to będzie konieczne). Tan dzielnik to sztuczka dla kompensacji przydźwięku sieci. Gdyby zamiast pentody była to trioda to przy odpowiedni doborze punktu pracy dzielnik byłby nie 50% ale 67%. Do sprawdzenia w praktyce.

5. Sprzężenia zwrotnego można jak najbardziej użyć zapodając je nie na katodę, lecz na siatkę pierwszej lampy. Tym pomysłem zaraził mnie RomekD i muszę przyznać, że to bardzo dobre rozwiązanie.

Znam to od dawana. Fajne pod warunkiem stałej impedancji (zwłaszcza w funkcji częstotliwości) na wejściu. A tego nie "budiet" docelowo...

Dodatkowe wzmocnienie można zgarnąć montując Ck pierwszej lampie.

Jeśli wystarczy, to dodatkowe USZ nie zaszkodzi.

6. To już nie uwaga, raczej spostrzeżenie. Przy tych wartościach napięć zasilania będzie niezły potwór, tym bardziej przyjmując założenie, że zezwalasz na podłączanie głośników 4R...

Zdecydowanie 8 omów. 4 omy to ew. bonus.
Dla 8 omów będzie to zakładając brak spadku napięcia na tranzystorach będzie to 27 * 27 /2 / 8 = 45W. Nie tak dużo.

[Piotr]

Tak, pojemności ładuje odwracacz. Ale przez szeregowe rezystory bramkowe, które zwiększają jego i tak niemałą rezystancję wewnętrzną. Mniejsza wartość rezystorów polaryzujących również obniża ri stopnia sterującego, gdyż są połączone równolegle.
Drugą sprawą jest wydajność prądowa. Stopień steujący musi być w stanie przeładować pojemności przy każdym poziomie wysterowania.
Moje tranzystory rzeczywiście mają dużo większą pojemność, dlatego przez stopnie sterujące puszczam prąd spoczynkowy rzędu 30mA, a są one wtórnikami o ri rzędu 100R. Wtedy problem nieliniowości pojemności staje się znacznie mniej krytyczny.
Swoją drogą nie stosuję już IRFP, lecz FQA, co w znacznej mierze rozwiązuje problem parowania.

Podsumowując:
Proponuję zmniejszenie R16-17 do wartości maksymalnie 100R, a R12-15 co najmniej czterokrotnie. To pozytywnie wpłynie na górę pasma, szczególnie jeżeli na odwracacz zastosujesz mocniejszą lampę ze sporym prądem spoczynkowym, np. 6N6P, albo coś podobnego.

A czy 45W to dużo czy mało, to kwestia gustu. Dla mnie na 8R to zdecydowanie duużo

[_idu]

Tak, pojemności ładuje odwracacz. Ale przez szeregowe rezystory bramkowe,

Policzyłem dla 330 omów i pojemności nieco zawyżonej do 800pF da górną częstotliwość graniczną około 603kHz.
Nie widzę na razie sensu zmniejszania do 100 omów. Owszem jeszcze jest pojemność przejściowa - ale jest ona kilkakrotnie niższa.

Mniejsza wartość rezystorów polaryzujących również obniża ri stopnia sterującego, gdyż są połączone równolegle.

Ale ona są wartościami statycznymi. A ri jest zmienne w tak przenoszonego sygnału.

Drugą sprawą jest wydajność prądowa. Stopień steujący musi być w stanie przeładować pojemności przy każdym poziomie wysterowania.

Pojemność wejściowa szybko opada asymptotycznie. Powyżej około 2V na bramce można przyjąć że jest wartością stałą.

Moje tranzystory rzeczywiście mają dużo większą pojemność, dlatego przez stopnie sterujące puszczam prąd spoczynkowy rzędu 30mA, a są one wtórnikami o ri rzędu 100R. Wtedy problem nieliniowości pojemności staje się znacznie mniej krytyczny.

U mnie jest to zaledwie 9mA. Mogę ew. dać równolegle dwa systemy triodowe.
Dlatego w pierwszym podejściu zwróciłem uwagę na IRF530 - około 250 - 300pF to napraw mało. Tylko ta potworna niestabilnośc termiczna.

Swoją drogą nie stosuję już IRFP, lecz FQA, co w znacznej mierze rozwiązuje problem parowania.

U mnie niedostępne. A jak to rozwiązuje problem parowania jeśł inie jest to fabryczna para komplementarna?
Podaj symbol to sprawdzę wartości poejmności.

Podsumowując:
Proponuję zmniejszenie R16-17 do wartości maksymalnie 100R, a R12-15 co najmniej czterokrotnie.

R16 i R17 - wstępny szacunek daje wysoką częstotliwośc graniczną. Wole nie przenosić częstotliwości radiowych.
To akurat nie problem. Mnie niż minuta i zmiana wykonana.

To pozytywnie wpłynie na górę pasma, szczególnie jeżeli na odwracacz zastosujesz mocniejszą lampę ze sporym prądem spoczynkowym, np. 6N6P, albo coś podobnego.

6N6P odpada. Nie mam. A mam źródełko 6N1P-EV (szczególnie te dwie dodatkowe literki cieszą).

A czy 45W to dużo czy mało, to kwestia gustu. Dla mnie na 8R to zdecydowanie duużo

Ale nie gra się na pełnej mocy. A zapas mocy na tzw "łupnięcie" jest mile widziany.
Ponadto przy nawet niewielkim podbiciu basu niedobór mocy szybko się objawia.

[Piotr]

No to do dzieła!
Czekam na namacalne efekty, bo projekt jest ciekawy

[_idu]

Piotrze podaj typy Twoich tranzystorów - sprawdzę wartości pojemności i porównam jest z 2SK1058.

Potem przydałoby się solidnie pomierzyć wzmacniacz a tu niestety przeszkoda .

P.S. Sprawdziłem np. model 600V/10A FQA10N60C. Pojemność wejściowa (od 1,5nF do nieco ponad 2nF) prawie o rząd wielkości większa od IRF530i tak trzykrotnie większa od 2SK1058..

Stosując bardzo zgrubne skalowanie proporcjonalne to prąd inwertera powinien wystarczyć , rezystory szeregowe mogą zostać a co najwyżej nieco zmniejszyć rezystory dzielnika (choć o tym nie jest przekonany).

[Piotr]

FQA34N25, FQA36P15.

[ludo]

Ciekawa wypowiedz na temat pojemnosci pasozytniczych mosfetow uzywanych jako wtorniki:
http://www.diyaudio.com/forums/showthre ... did=129040

[_idu]

FQA34N25, FQA36P15.

Kolejno podaję dla producenta:
[Vdsmax / Idmax25'c / Idmax100'C]
Cgs = wejściowa pojemność [nF]
Cdg = przejściowa pojemność [pF]
Gds = wyjściowa pojemność [nF]
Jeśli podana jest para to pierwsza wartość to wartość typowa a druga maksymalna.

FQA34N25 (n) Fairchild: [250/34/21,3] 2,1/2,75, 60/80, 0,47/0,61
FQA36P15 (p) Fairchild: [150/36/25,5] 2,55/3,32, 110/140, 0,71/0,92

Dla porównania:
IRF240 (n): International Rectifier: [200/18/11] 1,30, 130, 0,40 Intersil: [200/18/11] 1,28, 160, 0,50 Samsung: [200/18/11] 1,20/1,60, 130/300, 0,36/0,75
IRF9240 (p): International Rectifier: [200/11/7] 1,20, 81, 0, 57 Intersil: [200/11/7] 1,10, 150, 0,38

IRF520 (n): Intenational Rectifier: [100/9,2/6,5] 0,36, 34, 0,15 Intersil [100/9,2/6,5] 0,35, 25, 0,13 ST: [100/10/7] 0,46, 30, 0,07
IRF9530 (p): Intenational Rectifier: [100/12/8,2] 0,86, 93, 0,34 Intersil [100/12/7,5] 0,50, 100, 0,30

2SK1058 (n): Hitachi/Renesas: [160/7/*] 0,60, 10, 0,35
2SJ162 (p): Hitachi/Renesas: [160/7/*] 0,90, 40, 0,40

BUZ901 (n): Magnatec: [200/16/*] 0,95, 18, 0,55
BUZ906 (p): Magnatec: [200/16/*] 1,90, 60, 0,90

* - wartość niespecyfikowana - tranzystor o ujemnych współczynnikach temperaturowych prądu drenu i transkonduktancji.

Wniosek - tranzystory (n) używane przez Piotra mają praktycznie czterokrotnie większe pojemności wejściowe niż typ któy chcę zastosować.

Jedno pytanie do Piotra - czemu stosujesz wysokoprądowe tranzystory - o prądzie dopuszczalnym znacznie przekraczającym prąd dostarczany do głośnika jeśli w przypadku MOSFET'ów można śmiało mówić o proporcjonalności pojemności wejściowego do maksymalnego prądu drenu? Czy nie lepiej zrobić porządne zabezpieczenia przeciwzwarciowe i termiczne zamiast szarpać sie pojemnościami?

I jeszcze jedno - widać jaki rozrzut parametrów jest w zależności od producenta. Widać też przewagę tranzystorów Hitachi nad typowymi MOSFET'ami dla układów impulsowych w zastosowaniach audio.

[Romekd]

W przypadku wtórników źródłowych pojemność bramka-źródło jest w znacznym stopniu bootstrapowana, więc pojemność wejściowa tranzystora jest w rzeczywistości dużo mniejsza niż wynikałoby to z parametrów katalogowych (bardzo ciekawy materiał na ten temat przedstawił Kolega ludo). Inaczej sprawa przedstawia się we wzmacniaczach w których tranzystor Mosfet pracuje w układzie wspólnego źródła. W nich pojemność wejściowa tranzystora jest bardzo duża, gdyż składa się na nią pojemność bramka - źródło, oraz pojemność bramka-dren, która na dodatek od strony wejścia widziana jest jako iloczyn rzeczywistego wzmocnienia napięciowego powiększonego o 1 (odwrócona faza) i pojemności bramka-dren (Efekt Millera).

Pozdrawiam,
Romek