Obliczanie elementów prostego wzmacniacza

[Misiek13]

Układ nam się rozrósł. Teraz stereo. Doszły 2 rezystory R16 i R31. Tak naprawdę są to uproszczone modele bezpieczników 1,6A. Bezpiecznik jest elementem silnie nieliniowym. Producenci podają dla nich 3 parametry: rezystancję na zimno - w tym wypadku 55mΩ, spadek napięcia przy prądzie znamionowym czyli 150mV i moc wydzielaną w bezpieczniku przy prądzie równym 1,5 prądu znamionowego 1,6W. Żeby nie wchodzić za bardzo w szczegóły przyjąłem, że bezpiecznik ma stałą rezystancje 100mΩ. Dodatkowo dołożyłem kondensatory odsprzęgające C8 i C15 po 470uF. Konstruktorzy różnie podchodzą do wartości tego kondensatora. Niektórzy stosują tylko kondensator foliowy np. MKS o pojemności kilkuset nF, inni dają kondensator elektrolityczny kilkadziesiąt do kilkuset uF z połączonym równolegle kondensatorem foliowym, jeszcze inni stosują tylko kondensator elektrolityczny niskoimpedancyjny Low ESR. Wszyscy raczej są zgodni, że nie łączy się równolegle kondensatora Low ESR z kondensatorem foliowym - takie połączenie powoduje powstawanie szkodliwych oscylacji co kiedyś kol RomekD pokazywał na podstawie pomiarów bodajże w kąciku audiofilskim. Takie połączenie kondensatorów wymaga zastosowania bądź snubbera bądź niewielkiego rezystora połączonego szeregowo z kondensatorem foliowym.

Zrzut ekranu z 2024-03-03 16-38-43.png

[Einherjer]

Może sama masz jakieś pomysły dlaczego z ich stosowania praktycznie zrezygnowano?

No właśnie nie do końca to widzę. Mówisz o problemach ze stabilnością napięcia, które można rozwiązać bardzo prosto stabilizacją w kluczowych punktach układu,

Pomijając już dodatkowe komplikacje i koszty, to nawet stabilizacja samej części napięciowej wzmacniacza musi być policzona na wypadek najniższego zakładanego napięcia sieci, a to już oznacza spore straty mocy w stopniu wyjściowym przy pracy z normalnym albo wyższym napięciem. A stabilizacja napięcia stopnia końcowego to już duża i droga grzałka.

a z drugiej strony otrzymujemy bardzo duże bezpieczeństwo głośnika, które inaczej trzeba zapewniać skomplikowanymi układami zabezpieczającymi.

Obudowanie układu typu uPC1237 kilkoma elementami biernymi nie jest specjalnie skomplikowane, można też użyć komparatorów, a dodatkowo mamy zabezpieczenie nadprądowe, opóźnione załączanie i podobne bajery. Nawet zrobienie tego na dyskretnych tranzystorach dla kompetentnego konstruktora to raczej elementarz, a sam krzem jest tani. O rozwiązaniach opartych o mikrokontrolery nawet nie wspomnę. Oczywiście można też zabezpieczenie zrobić kiepsko, ale to bardziej kwestia pójścia na łatwiznę, albo cięcia kosztów niż skomplikowania tematu.

Osobiście widzę tu audiofilski lęk przed mitycznym "kondensatorem w torze" i dążenie do "wzmacniacza składowej stałej",

Bardzo wiele konstrukcji ma jednak kondensator na wejściu, pomimo braku tego na wyjściu.

co jakoś mnie nie przekonuje, bo kondensatory blokujące układu symetrycznego są tak samo "w torze",

Oczywiście, że są w torze, ale nie są tak samo. Między kondensatorami blokującymi w zasilaczu a obciążeniem są tranzystory mocy, a kondensator wyjściowy jest pomiędzy tranzystorami a obciążeniem. Co się stanie z przenoszeniem niskich częstotliwości (przy małych mocach) jeśli kondensatory zasilacza stracą część pojemności, a co jeśli kondensator wyjściowy?

a składowa stała ma się nijak do jakości odtwarzania,

Pełna zgoda.

natomiast przekaźniki i inne układy zabezpieczające głośniki często stanowią większy problem, niż ten, który rozwiązują...

Przekaźniki faktycznie bardzo często stanowią najsłabsze ogniwo wzmacniacza.

Swoją drogą są dwie książki dotyczące projektowania wzmacniaczy audio, które są uznawane współcześnie za punkt odniesienia: Designing Audio Power Amplifiers Boba Cordella i Audio Power Amplifier Design Douglasa Selfa. Pomimo, że obaj autorzy otwarcie odcinają się od "subiektywizmu" w projektowaniu wzmacniaczy, a Self nie ma żadnych oporów przed używaniem kondensatorów elektrolitycznych w swoich przedwzmacniaczach, to w obu książkach kondensatory wyjściowe są wspomniane co najwyżej w rysie historycznym. Autorzy rozpisują się za to na temat zabezpieczeń i zniekształceń wnoszonych przez źle dobrane przekaźniki. Nie mogli by po porostu napisać: "Daj kondensatory wyjściowy i sprawa z głowy?" Nie chcę tego użyć jako argumentu z autorytetu, ale żeby nie wynajdować koła od nowa, staram się opierać na rzetelnej inżynierskiejj wiedzy, a te dwie książki są powszechnie uznawane za źródła bardzo rzetelnej wiedzy. Bob Cordell w kontekście wyborów przed którymi staje każdy konstruktor mawia "You pick your poison". Może jednak są jakieś inne powody, dla których Ci inżynierowie z kilkudziesięcioletnim stażem wybrali truciznę zasilania symetrycznego, niż tylko audiofilskie lęki?

[Misiek13]

Dopiszę się do dyskusji na temat kondensatora na wyjściu - kiedyś tranzystory były droższe i szkoda było każdej sztuki. Aby zbudować wzmacniacz pracujący przy symetrycznym zasilaniu trzeba było dodatkowego tranzystora do wzmacniacza różnicowego. Wtedy powstawał prosty układ, taki jak krajowe wzmacniacze z lat 80-tych. Z ciekawości sprawdziłem w sklepie obecne ceny elementów - kondensator 100uF/50V - 15gr w hurcie, BC547 - 7 gr. Kiedyś może opłacało się budować układ bootstrap (2 rezystory i kondensator) teraz tyle samo kosztuje źródło o dużo lepszych parametrach (2 tranzystory i 2 rezystory).
Parę lat temu tez dla zabawy zbudowałem wzmacniacz napięciowy retro bez układów scalonych, tylko dyskretne tranzystory. Zawierał ponad 150 tranzystorów i cena jego wcale nie wyszła absurdalna.

Teraz pokażę pewną wadę kondensatora na wyjściu. Rozruch naszego wzmacniacza. Niebieski - napięcie na głośniku. Zielony - połączenie R1 i R2

Zrzut ekranu z 2024-03-04 18-27-47.png

i powiększenie trzasku przy załączaniu.

Zrzut ekranu z 2024-03-04 18-27-47.png

Te 100mV później jest do zaakceptowania. Jednak wartość szczytowa robi wrażenie i nad tym będziemy musieli popracować.

[Misiek13]

Dorzucam kilka przebiegów. Na wejściu we1 podałem przebieg sinusoidalny 80Hz, 550mV co daje blisko 15W mocy. Wejście we2 połączone z masą rezystorem 1MΩ. Pomiary w stanie ustalonym po 5 sekundach od włączenia. Napięcie na kondensatorze filtrującym C4 (4700uF):

Zrzut ekranu z 2024-03-04 19-59-48.png

Ładnie nakładają się tętnienia sieci i tętnienia wywołane prądem pobieranym przez tranzystory mocy.
Napięcie na wyjściu wy. Wszystko ok.

Zrzut ekranu z 2024-03-04 20-01-01.png

Napięcie na wyjściu wy2 - to jest nieco zniekształcony obraz tego co mamy na zasilaniu:

Zrzut ekranu z 2024-03-04 20-02-01.png

Na koniec zniekształcenia. Dla mnie ok. Ciekawy jest wynik na wyjściu 2.

Zrzut ekranu z 2024-03-04 20-03-37.png

[Misiek13]

Następna symulacja. To samo, tylko sygnał podłączony do obydwu wejść. Napięcie na C4 wyraźnie niższe, momentami za niskie:

Zrzut ekranu z 2024-03-04 20-21-11.png

napięcia na wyjściach - pokrywają się. Widać jednak obcinanie.

Zrzut ekranu z 2024-03-04 20-23-41.png

No i zniekształcenia:

Zrzut ekranu z 2024-03-04 20-25-40.png

Wynik już słaby. Widać wpływ zbyt dużej rezystancji wewnętrznej zasilacza.

W następnym odcinku zobaczymy przebiegi dla 20Hz i 10kHz.

[Misiek13]

Oto obiecane przebiegi dla 20Hz 55-mV. Widać obcinanie podobnie jak dla 80Hz. Spadek mocy do połowy, czyli jakieś 3dB. Można śmiało powiedzieć, że uzyskaliśmy pasmo przenoszenia od 20Hz.

Zrzut ekranu z 2024-03-05 17-48-13.png

Czerwone - napięcie zasilania na C4,
Błękitne - napięcie na połączeniu R1 i R2 czyli wyjście przed kondensatorem, dzięki temu zestawieniu przebiegów ładnie widać mechanizm obcinania
Zielony na niebieskim - wyjścia
Teraz zniekształcenia:

Zrzut ekranu z 2024-03-05 17-49-44.png

Teraz ten sam sygnał na wejściu we1, we2 połączone przez rezystor 1MΩ do masy:

Zrzut ekranu z 2024-03-05 18-11-29.png

Kolory takie same. Teraz widać, że układ nie obcina.
Zniekształcenia:

Zrzut ekranu z 2024-03-05 18-10-56.png

Uwagę zwracają zniekształcenia na wyjściu wy2.
Powiększenie przebiegu na wyjściu wy2:

Zrzut ekranu z 2024-03-05 18-15-59.png

[Misiek13]

Kolejne symulacje, tym razem obiecane 10kHz. Sygnał o amplitudzie 550mV podany tylko do we1.

Zrzut ekranu z 2024-03-06 19-11-14.png

Niebieski i zielony to wyjścia
Czerwony - połączenie R1 i R2 czyli wyjście przed kondensatorem,
Błękitny - napięcie zasilania na kondensatorze C4
Zniekształcenia:

Zrzut ekranu z 2024-03-06 19-11-48.png

Zbliżenie na wy2:

Zrzut ekranu z 2024-03-06 19-17-54.png

Ten zjazd to wpływ tętnień zasilania. 10kHz nie widać.
To samo tylko sygnał podany na obydwa kanały:

Zrzut ekranu z 2024-03-06 19-22-53.png

Zrzut ekranu z 2024-03-06 19-23-32.png

Zrzut ekranu z 2024-03-06 19-23-32.png

Ten idelny wynik jest spowodowany zbyt krótkim czasem symulacji. Przy dłuższym czasie rozładuje się C4 i zacznie się podobne obcinanie jak przy niskich częstotliwościach.
W zasadzie układ jest zaprojektowany. Wynik symulacji jest zgodny z oczekiwaniami. Jeżeli są zainteresowani to napiszę coś o kondensatorach przeciwzakłóceniowych w zasilaczu, wzmacniaczu napięciowym i projektowaniu płytek drukowanych.
Zostaje nam jeszcze zagadka stanów nieustalonych - co zrobić żeby nie było tego trzasku przy włączaniu? Może są jakieś pomysły?

[Ola Boga]

Zostaje nam jeszcze zagadka stanów nieustalonych - co zrobić żeby nie było tego trzasku przy włączaniu? Może są jakieś pomysły?

Mnie się wydaje, że to kwestia proporcji stałych czasowych wokół C1 i C3 (jeżeli patrzę na właściwy schemat). Problem pojawia się w momencie, kiedy przy włączaniu ładowanie C3 nie nadąża za ładowaniem C1 i na wejściu pojawia się sygnał różnicowy.

[Misiek13]

Mnie się wydaje, że to kwestia proporcji stałych czasowych wokół C1 i C3 (jeżeli patrzę na właściwy schemat). Problem pojawia się w momencie, kiedy przy włączaniu ładowanie C3 nie nadąża za ładowaniem C1 i na wejściu pojawia się sygnał różnicowy.

Tez jestem takiego zdania. Sprawdzałem dla różnych, nawet absurdalnych wartości i nie udało mi się tego wyeliminować. Zjawisko cały czas występowało. W końcu układ odwróciłem. Q1 dałem npn, Q2 pnp. Wyszło odbicie lustrzane i trzaski znikły. Jednak nigdzie nie spotkałem takiego rozwiązania...

[Misiek13]

Cześć,
zaczęła się kalendarzowa jesień i czas wrócić do zabawy w projektowanie prostego wzmacniacza. Układ nadal będzie zasilany z pojedynczego źródła. Zastosowane elementy to elementy łatwe do kupienia, część z nich mam w swoich zapasach. Pozostałe założenia: moc wyjściowa 10-15W, impedancja obciążenia 8 om.
Tradycyjnie zaczynamy od obliczenia napięcia i prądu wyjściowego. Dla 15W wychodzi napięcie szczytowe 15,5V i prąd 1,93A. Układ będzie następujący:

Zrzut ekranu z 2024-09-27 14-57-29.png

Na schemacie są już wartości, jednak będziemy się nad nimi jeszcze zastanawiać. Największą zaletą tego układu w porównaniu z poprzednim jest w pełni komplementarny stopień wyjściowy w którym zastosowaliśmy gotowe układy Darlingtona.

[Einherjer]

Czemu BC337 w drugim stopniu?

[AZ12]

Witam

Ten tranzystor ma większe wzmocnienie prądowe niż stosowane powszechnie elementy o wyższym dopuszczalnym napięciu np: BF257, może mieć to znaczenie. Można zwiększyć w tym przypadku wartości rezystorów R8 i R9.

[Misiek13]

Jako Q2 jest na schemacie BC337-40. Jego zaleta jest duże wzmocnienie prądowe i fakt, że go posiadam. Ma on jednak pewną wadę. W karcie katalogowej NXP podaje napięcie przebicia UCEO=45V przy IC=10mA. W przypadku 10% wzrostu napięcia zasilania i przesterowaniu układu napięcie UCE wzrośnie niebezpiecznie blisko tej wartości. Ta wada w zasadzie dyskwalifikuje ten tranzystor w tym zastosowaniu. Do wyboru mam jeszcze w moich zapasach następujące tranzystory:
BC546B - HFE 200-450, UCEO=65V
2N5551 HFE 80-250, UCEO=160V
MPSA42 HFE >40, UCEO=300V
BF422 HFE>50, UCEO=250V
Ze względu na wzmocnienie najlepsze bedą BC546B. Nad pozostałymi jeszcze się zastanowimy. Kusi mnie jeszcze zastosowanie BF422.

[AZ12]

Witam ponownie

Z popularnymi 2N5551 i 2N5401 to radzę uważać ze względu na podróbki, STUDI o tym kiedyś pisał. Można jeszcze polecić popularny BC639, ma jednak inny rozkład wyprowadzeń.

[Misiek13]

Zaczynamy obliczenia. Na początku określamy napięcie zasilania układu. Znamy szczytowe napięcie wyjściowe i szczytowy prąd wyjściowy. Mamy też wstępne typy tranzystorów końcowych oraz wartości rezystorów emiterowych. Szczegółowe obliczenia dla poprzedniego układu były podane tutaj:
viewtopic.php?p=417746#p417746
W naszym przypadku również liczymy górną połówkę i jet to suma:
U1=Uwy+Ucesat+Ure
Gdzie Uwy to szczytowe napięcie wyjściowe, Ucesat napięcie nasycenia kolektor-emiter tranzystora U1 odczytane z karty katalogowej, Ure szczytowy spadek spadek napięcia na rezystorze emiterowym. W zaokrągleniu otrzymujemy:
U1=15,5+2+0,2=17,7V
Dla dolnej połówki zależność będzie inna:
U2=Uwy+Ure+Ubesat(U2)+Ucesat(Q2)
gdzie Ubesat(U2) napięcie nasycenia baza-emiter tranzystora U2 odczytane z karty katalogowej, Ucesat(Q2) szacowane napięcie nasycenia kolektor-emiter tranzystora Q2 gdyż jeszcze nie zdecydowaliśmy jaki to będzie tranzystor.
U2=15,5+0,2+2,5+0,5=18,7V
Dolna połówka napięcia zasilania wyszła nam o 1V wyższa niż górna. To dobrze. Na górnej połówce jeszcze dojdą tętnienia napięcia zasilania i ten 1V nam się tutaj przyda.
Ostatecznie przyjmujemy znamionowe napięcie zasilania takie jak na schemacie, czyli 40V.
Teraz obliczamy moc traconą w tranzystorach wyjściowych. Wzór był tutaj:
viewtopic.php?p=417782#p417782
Dla układu pracującego w klasie B Będzie ona wynosiła:
P=V1*V1/(4*π*π*(RL+R1))=5W w każdym tranzystorze.
Teraz określimy prąd spoczynkowy tranzystorów mocy. Zastosuję tutaj pewną optymalizację, która może się niektórym nie spodobać. Dla minimalizacji zmian mocy wydzielanej w tranzystorach mocy przyjmiemy zależność P0=P, czyli moc tracona w tranzystorach mocy na biegu jałowym będzie równa mocy wydzielanej w tranzystorach przy pracy w klasie B. Obliczmy prąd spoczynkowy:
I0=0,5*P/V1=0,25A.
Tak jak wspomniane wyło w tutaj:
viewtopic.php?p=418206#p418206
optymalny spadek napięcia na rezystorze emiterowym to 26mV więc otrzymujemy wartości rezystorów emiterowych:
R=U/I=26m/250m=104m.
Przyjmujemy wartość typową 100mΩ.
Duży prąd spoczynkowy i mała wartość rezystorów emiterowych powinna dać nam maksymalną liniowość stopnia końcowego, co jest szczególnie ważne przy sprzężeniu typu bootstrap.