Forum stowarzyszenia „Trioda” - nowy serwer

Szukając źródła problemu z stabilizacją termiczną wykonałem symulacje dla różnych modeli tranzystorów i wyznaczyłem dla nich współczynniki termiczne. Wynik jest zaskakujący. Na początek przy prądzie 7mA|: Dla tranzystorów KSC3503/KSA1381 te współczynniki są zaskakująco niskie i różne dla dla różnych modeli. Teraz dla większych prądów i większych tranzystorów:
Też te współczynniki są dziwnie małe.
Na koniec dioda z NJL-a ale różnych prądów: Nie jestem pewien tych wyników i z tego powodu powstrzymam się od dalszych symulacji ta metodą.

Druga metoda symulacji temperaturowej polega na szeregowym dołączeniu do interesujących nas elementów półprzewodnikowych sterowanych źródeł napięciowych o wzmocnieniu równym współczynnikowi temperaturowemu. Trzeba tutaj uruchomić wyobraźnię i zastosować pewne analogie z termodynamiki w elektrotechnice. Przyjmijmy, że: odpowiednikiem mocy będzie natężenie prądu, temperatury – napięcie, pojemności cieplnej – pojemność a rezystancji cieplnej rezystancja (watom będą odpowiadały ampery, stopniom Celsiusza wolty, itd). Najprostsze jest określenie pojemności cieplnej radiatora – po prostu mnożymy jego ciężar przez ciepło właściwe i mamy.
Oto schemat układu: Diody kompensacyjne „dostały” dodatkowe źródła napięcia o stałej 2m, tranzystory dostały źródła 2,2m. Źródła są sterowane wyliczonymi temperaturami złącz elementów. Do wyliczania tych temperatur stworzyłem model układu chłodzenia. W modelu pojawiły się źródła prądowe B1-B8 sterowane mocą wydzielaną w tranzystorach.
Źródło B1 jest sterowane mocą wydzielaną w Q1. Zastosowałem tu pewne uproszczenie, nie uwzględniłem mocy wydzielanej w bazie. C26 to pojemność cieplna złącza Q4, R57 to rezystancja termiczna złącze – obudowa Q4, tq4 – temperatura złącza Q4, tcq4 – temperatura obudowy, R58 rezystancja termiczna złącze-radiator, C27 pojemność cieplna obudowy tranzystora, tr temperatura radiatora, ta (V9) temperatura otoczenia 30 stopni C, C25 pojemność cieplna radiatora (celowo zaniżona żeby skrócić czas symulacji), R56 rezystancja cieplna radiator – otoczenie. Analogicznie dla pozostałych tranzystorów. Można do radiatora także dołączyć diody i Q23, jednak celowo te elementy pominąłem.
Pierwszy wykres pokazuje rozgrzewanie układu prądem spoczynkowym przez pierwsze 1000 sekund pracy. Widać zmiany prądów spoczynkowych I(R1) i I(R5) (miliampery po prawej stronie) w czasie oraz zmiany temperatury złącza Q4 (V(tq4)), obudowy V(tcq4) i radiatora V(tr) (zamiast stopni Celsiusza wolty). Przyjęte współczynniki temperaturowe są szacunkowe i aby je właściwie określić należałoby wykonać odpowiednie pomiary. Następny wykres pokazuje rozgrzewanie układu sygnałem 33V 5Hz. Jako ciekawostkę można potraktować zmianę temperatury złącza przy zmianie sygnału. Przy większych częstotliwościach te zmiany są mniejsze.
Kolejny wykres pokazuje stygnięcie i stabilizację temperatury złącza i prądu spoczynkowego po zaniku sygnału. Przedstawiona metoda pozwala na oszacowanie zmian temperatur złącza, obudowy i radiatora oraz oszacowanie wpływu temperatury na punkt pracy. Wadą tej metody jest brak możliwości analizy wpływu zmian pozostałych parametrów tranzystorów w zależności od temperatury.

Czas wrócić do dywagacji na temat stabilizacji prądu spoczynkowego i w końcu je zakończyć. Postanowiłem zmierzyć współczynniki temperaturowe posiadanych kilku typów tranzystorów najprostszą metodą czyli mierząc napięcie baza-emiter tranzystorów za pomocą multimetru. Wykorzystałem w tym celu dwa mierniki o różnych prądach pomiarowych. Wyniki pomiarów zestawiłem z wynikami symulacji dla posiadanych modeli tranzystorów. Wyniki symulacji są dalekie od wyników pomiarów. Wyniki pomiarów temperatury muszę traktować orientacyjnie – nie posiadam precyzyjnego termostatu. Postanowiłem nieco przyjrzeć się modelom tranzystorów i je nieco poprawić. Okazało się, że nie tylko nie zgadzają się współczynniki temperaturowe. Nie zgadzają się też współczynniki wzmocnienia prądowego i podejrzewam, że problem będzie z pozostałymi parametrami. W poniższej tabelce przedstawiłem wyniki symulacji z wprowadzonymi korektami.

Jako ciekawostkę pokażę wykresy współczynników wzmocnienia prądowego dla NJL1302D/NJL3281D dla modeli pobranych ze strony producenta. Wykresy są dla temperatur złącza -25 (zielony), 25 (niebieski) i 100 (czerwony) stopni Celsjusza. Teraz kolejno NJL3281D przed korektą i NJL3281D po korekcie: Oraz NJL1302D przed korektą i po korekcie: Ciekawostką jest to, że współczynniki wzmocnienia przed korektą nijak nie mieściły się w zakresie podanym w karcie katalogowej przez producenta (75-150 dla 25 stopni).
To samo zrobiłem z pozostałymi tranzystorami.
Ciekawostką jest fakt, że tranzystory KSA1381 były produkowane w grupie wzmocnienia E (100-200) a KSC3503 w grupie D (60-120). Ten fakt uwzględniłem w zastosowanych modelach. Oto wykresy. Temperatury jak w poprzednich tranzystorach. W tym przypadku posiłkowałem się także kartą katalogową SANYO dla 2SA1381/2SC3503.

Czas na kompletny schemat wzmacniacza do symulacji. Względem oryginału różni się on zmienionymi tranzystorami wyjściowymi – zamiast tranzystorów w obudowie TO-3 są NJL-e (ThermalTrak), zmodyfikowanym układem stabilizacji termicznej i bardziej rozbudowanym układem wejściowym. Układ oryginalny charakteryzował się stosunkową dużą szybkością uzyskaną przez ograniczenie wzmocnienia w otwartej pętli przez degenerację wzmacniacza różnicowego i zastosowanie symetrycznego układu wejściowego.
Drugim interesującym rozwiązaniem w układzie oryginalnym było zastosowanie dzielonej pętli sprzeżenia zwrotnego – dla wyższych częstotliwości układ pomijał stopień wyjściowy i brał sygnał sprzężenia z emiterów Q14 i Q15 (schemat: https://leachlegacy.ece.gatech.edu/lowt ... cs/ckt.pdf). Miało to na celu blokowanie ewentualnych oscylacji na wyjściu przed podaniem ich na wejście odwracające. To rozwiązanie zachowałem.
Układ wejściowy postanowiłem rozbudować przez dodanie lustra prądowego oraz układu kaskody w stopniu napięciowym.
W stopniu wyjściowym postanowiłem także zmodyfikować układ stabilizacji prądu spoczynkowego – oryginalne rozwiązanie mi się nie podobało i moim zdaniem nie zapewniało zadowalającej stabilizacji.

Kawał roboty. Gdyby się jeszcze tego C5 pozbyć .

Marek7HBV pisze: wt, 6 stycznia 2026, 11:29 Kawał roboty. Gdyby się jeszcze tego C5 pozbyć .

To prawda, było co robić. Ważne że działa. Pomysł z eliminacją C5 zastosuję w kolejnym układzie. Serwa dotychczas nie stosowałem ale trzeba kiedyś spróbować. Już powstaje koncepcja głębokiej modyfikacji pewnego starego układu. Zostanie tylko obudowa.

Zaczynamy symulację. Ustawiam parametry jak na obrazku. T to temperatura radiatora, T3 to temperatura diod w NJL-ach. Sprawdzamy punkty pracy w istotnych punktach układu i otrzymujemy po zaokrągleniu następujące wyniki:
Prąd spoczynkowy tranzystorów mocy: 200mA
Moc tracona w tranzystorach mocy: 11W
Prąd R5: 50mA
Moc tracona W Q1 i Q8: 3,7W
Prąd R6: 7mA
Moc tracona w Q1 i Q2: 480mW
Prąd kolektora Q11 i Q12: 7mA
Moc tracona Q11 i Q12: 430mW
Prąd kolektora Q22: 2,3mA (przy temperaturze Q24 27 stopni)
Prąd kolektora Q26: 2,31mA (przy temperaturze Q27 27 stopni)
Prąd D7: 3,7mA
Prąd D5: 5,7mA
Napięcie na wyjściu: -560uV
Widać, że z grubsza wszystkie parametry ok. Teraz żeby być dokładnym powinienem obliczyć temperatury złącz poszczególnych tranzystorów i powtórzyć symulację. Nie będę jednak tego tutaj robił.
W parametrach zmieniam temperaturę radiatora na 20 stopni i jeszcze raz sprawdzam parametry w charakterystycznych punktach układu.
Prąd spoczynkowy tranzystorów mocy: 300mA
Moc tracona w tranzystorach mocy: 16,5W
Prąd R5: 59mA
Moc tracona W Q1 i Q8: 4,5W
Prąd R6: 8,4mA
Moc tracona w Q1 i Q2: 560mW
Uwagi te same – powinienem obliczyć temperatury złącz i powtórzyć symulację.
Robię to samo dla ua=45V i t=50 stopni. Wyniki są następujące:
Prąd spoczynkowy tranzystorów mocy: 170mA
Moc tracona w tranzystorach mocy: 8W
Prąd R5: 49mA
Moc tracona W Q1 i Q8: 3,1W
Prąd R6: 7mA
Moc tracona w Q1 i Q2: 410mW
Prąd kolektora Q11 i Q12: 7mA
Moc tracona Q11 i Q12: 360mW
Prąd kolektora Q22: 2,3mA (przy temperaturze Q24 27 stopni)
Prąd kolektora Q26: 2,31mA (przy temperaturze Q27 27 stopni)
Prąd D7: 1,9mA
Prąd D5: 4mA
Następnie powtarzam dla 20 stopni i 45V.
Ten sposób symulacji jest skuteczny pod warunkiem że jesteśmy pewni modeli tranzystorów. Kolejną niewiadomą jest rezystancja termiczna radiator- obudowa. Musimy wiedzieć jakie podkładki zastosujemy, jaką pastę i wtedy może uda nam się oszacować rezystancję termiczną. Należy pamiętać, że w tej symulacji temperatura złącza jest parametrem a nie wynikiem.

Teraz analiza AC. Usuwam kondensatory C13, C14 i C25. W pętli sprzężenia, szeregowo z R59 wstawiam cewkę o indukcyjności L. Ustawiam następujące parametry: Oto wynik. Wygląda ok. Niebieski to otwarta pętla, zielony zamknięta. Teraz kilka zbliżeń dla kilku charakterystycznych punktów (Linia ciągła to wzmocnienie, przerywana faza).
Wzmocnienie dla 10Hz: Wzmocnienie dla 20kHz: Częstotliwość dla wzmocnienia 30dB: Na razie nie ma się do czego przyczepić.

Analiza Transient dla przebiegu prostokątnego PWL. Wszystkie wartości elementów maja wartość początkową. Parametry analizy: Parametry źródła sygnału: Wynik symulacji. Zielony przed cewką, niebieski za cewką: Teraz szybkość zmian napięcia na wyjściu. Opadanie- 323V/us: Narastanie - 322V/us: .
Za cewką szybkość zmian jest zdecydowanie niższa i nie będę jej wyznaczał.

Teraz prądy w charakterystycznych punktach. Zaczynamy od prądów emiterów tranzystorów mocy: Widoczna szpilka to głównie prąd ładowania kondensatora C16. Jeżeli nie chcemy uszkodzić naszego wzmacniacza nie podłączajmy go do szybkiego prostokąta.
Prądy baz tranzystorów sterujących: Widać oscylacje.
Na końcu prądy kolektorów tranzystorów w stopniu napięciowym. Prąd jest ograniczony przez Q20 i Q21.

Czas na zniekształcenia. W opcjach symulacji wyłączam kompresję - to jest obowiązkowe. Przeprowadzam symulację dla 3 amplitud napięć na wejściu: 0,1V, 1V i 1,25V i częstotliwości 1kKz i 20kHz. W tym celu ustawiam następujące parametry w źródle napięciowym: Oraz następujące parametry symulacji: Symulacja będzie wykonana dla napięcia zasilania Ua=55V.
Oto wyniki dla układu podstawowego: Największe zniekształcenia były dla napięcia na wejściu 1,25V i częstotliwości 20kHz i było to nieco ponad 0,005%. Zgodnie z założeniami.
Teraz to samo dla C14=0 i C25=0 Największe zniekształcenia były dla napięcia na wejściu 1,25V i częstotliwości 20kHz i było to niecałe 0,001%.
To samo przy napięciu zasilania 45V i nominalnych wartościach pojemności: Zniekształcenia nieco wyższe ale zgodne z założeniami.
Na koniec zniekształcenia dla napięcia 45V i C14=0 i C25=0

Teraz trochę na temat tłumienia tętnień zasilania. W układzie jest zastosowane są filtry R16C1 dal napięcia dodatniego i R15C2 dla napięcia ujemnego. Kondensatory mają pojemność dość dużą jak na tego typu układ. Po części wartość kondensatora była podyktowana względami praktycznymi – po prostu je miałem a poza tym dają dobre tłumienie tętnień zasilania. Teraz wykres zależności napięcia tętnień na wyjściu układu w zależności od częstotliwości dla różnych wartości pojemności C1 i C2. W tym celu ustawiam w V1 i V2 wartości AC=1V natomiast dla V5 AC=0.
Oto wynik symulacji w paśmie akustycznym: Wykres zielony jest dla wartości pojemności 22uF, niebieski dla 220uF i czerwony 2200uF. Wszystkie mają tą samą wartość ESR=180mΩ.
Z wykresu widać, że dla najbardziej interesującej częstotliwości 100Hz tłumienie dla C=22uF to 106dB, dla 220uF 125dB i dla 2200uF 140dB. W zasadzie wartość większa niż 220uF nie ma większego sensu. Inaczej sprawa wygląda dla 20Hz. Dla pojemności 2200uF jest to zaledwie 128dB. W układzie gdzie mamy wspólny zasilacz dla obydwu kanałów istotne jest też tłumienie wzajemnego wpływu jednego kanału na drugi przez wspólne zasilanie. Obciążenie jednego kanału powoduje tętnienia napięcia zasilania a te tętnienia przenoszą się na wyjście drugiego kanału. Przy pełnej mocy i niskiej częstotliwości wartość międzyszczytowa tych tętnień może mieć wartość nawet kilku woltów.
Kolejna symulacja pokaże jak wygląda przebieg na wyjściu przy podaniu zakłóceń w tej samej fazie na źródła V1 i V2. Będzie to napięcie sinusoidalne o amplitudzie 1V i częstotliwości 20Hz, 1kHz i 20kHz. Kondensatory C1 i C2 również będą zmieniały swoje wartości tak jak poprzednio. Przebiegów nie będę przedstawiał, jest to nudna sinusoida przedstawię tylko wartości THD dla wszystkich wartości. W niektórych przypadkach wartość zniekształceń przekracza 2%, jednak amplituda sygnału to kilka mikrowoltów. Jednak ta wartość może mieć znaczenie we wzmacniaczu, którego zniekształcenia są niższe niż 0,001% dla małych mocy.

Szumy. We wszystkich programach jest możliwość symulacji szumów układu. W większości przypadków jednak ta symulacja ogranicza się do analizy szumów termicznych. Nie mam tez zaufania do modeli tranzystorów. W układzie tego wzmacniacza za sprawą zastosowania rezystorów w bazach tranzystorów stopnia różnicowego oraz rezystorów degeneracyjnych w emiterach głównym źródłem szumów są rezystory, zatem symulacja może być całkiem wiarygodna. Oto wynik symulacji: 30 mikrowoltów w paśmie akustycznym daje stosunek sygnał szum 119dB w odniesieniu do mocy 100W i 99dB w odniesieniu do 1W.

Misiek13 pisze: sob, 10 stycznia 2026, 16:41 Szumy. We wszystkich programach jest możliwość symulacji szumów układu. W większości przypadków jednak ta symulacja ogranicza się do analizy szumów termicznych. Nie mam tez zaufania do modeli tranzystorów. W układzie tego wzmacniacza za sprawą zastosowania rezystorów w bazach tranzystorów stopnia różnicowego oraz rezystorów degeneracyjnych w emiterach głównym źródłem szumów są rezystory, zatem symulacja może być całkiem wiarygodna.

Jak masz "standardowy" model z wpisanym rbb' = 1 Om to nie bardzo Nie widziałem zmierzonego rbb' dla BC547C, ale zakładając, że dałbyś nominalnie niskoszumowe BC550C i BC560C to one mają rbb' bliższe 1 kOm, OIDP około 700 Om, a to już swoje dołoży.