Forum stowarzyszenia „Trioda” - nowy serwer

Czołem.

lamposz pisze:Przepraszam za mały OT , ale jak Koledze spisują się Brymeny ?
Mam od niedawna BM857s i bardzo sobie chwale .

Obecnie używam trzech mierników Brymen. Są to modele: BM859CF (mam go już bardzo długo; poszperałem w załącznikach i pierwsze zdjęcia z nim znalazłem w wątku "TRANSFORMATOR GŁOŚNIKOWY - przesłuchy, ekranowanie", założonym przeze mnie w roku 2005, czyli mam go już co najmniej 12 lat), BM859CFa (nieco nowszy, nieco inaczej wykonany wewnątrz i inaczej oprogramowany) oraz BM869S (najnowszy nabytek od tego producenta). Wszystkie spisują się bez zarzutu. Kiedyś miałem jeszcze BM857, ale ponieważ RMS mierzył w paśmie sięgającym tylko do 20 kHz, sprezentowałem go koledze, a na jego miejsce dokupiłem kolejnego BM859CFa. Mierniki są nie do zdarcia (używam codziennie), ale trzeba uważać, by nie upadły, gdyż przy upadku miernika z otwartą podpórką mogą oberwać się jej mocowania...
Do analizy wzmacniaczy i odpowiedzi na posty powrócę w niedzielę (znowu mam "kumulację" problemów do rozwiązania w firmie ).

Pozdrawiam
Romek

Pogubiłem się już, ponieważ wysłałeś kolejny post w czasie gdy ja pisałem swój, i w efekcie odniosłem się tylko do jego końcowego fragmentu, myśląc że stanowi on uzupełnienie napisanego wcześniej.

Romekd pisze:

Tomek Janiszewski pisze:Można by to wzmocnienie jeszcze wydatnie zwiększyć, wyrównując z wzmocnieniem dla połówki dodatniej poprzez zastąpienie VT10 w połączeniu diodowym - normalnie włączonym tranzystorem pnp.

To byłaby zmiana tamtej idei układowej na Twoją.

Najwyraźniej wciąż nie dostrzegasz brakującego ogniwa spajającego owe dwie rzekomo zupełnie różne koncepcje. A jest nim - klasyczny stopień komplementarny, w którym tranzystor znajdujący się od strony stopnia sterującego cechuje się bardzo małym wzmocnieniem prądowym. Niech h21E = IC/IB = 1. Wówczas połowa prądu do obciążenia dostarczana jest, analogicznie jak cały prąd obciążenia w stopniu z diodą - przez stopień sterujący, druga połowa - przez ów niewydarzony tranzystor. Zresztą, i w normalnym stopniu komplementarnym drobny ułamek prądu w obciążeniu bierze się ze stopnia sterującego, dopływając przez bazę tranzystora końcowego.

To trochę tak jakby się twierdziło, że inny kolor skóry niż biały jest błędem natury i należy koniecznie poprawić ten błąd, zachęcając ludzi do przeszczepu skóry na "właściwą". Coś po prostu jest inne, i to wcale nie oznacza, że jest gorsze i trzeba to zmieniać...

Nadal utrzymujesz że stopień mocy w którym zastosowano gorszy tranzystor (w krańcowym przypadku, gdy zamiast niego wstawiono diodę - "h21E" wynosi zero nie jest gorszy od takiego gdzie ów tranzystor ma wzmocnienie no niech będzie że przynajmniej kilkanaście?

Jeśli komuś nie podoba się takie rozwiązanie, niech stosuje inne, ale niech nie zmusza tych pierwszych by też zmienili swoje nastawienie do pewnego rozwiązania.

Ale próbować wyprowadzać tych pierwszych z błędu - chyba można?

W tak przez Ciebie forsowanym układzie nie udało mi się uzyskać napięcia wyższego niż w tym z radyjka (zmodyfikowanym przeze mnie; dla przypomnienia wartość Vpp na wyjściu tamtego układu była niższa od zasilającego o zaledwie 1 V, i to dla całego przedziału napięć zasilających).

Cudów nie ma: jeżeli istotnie osiągnąłeś tak małe straty - to tylko dzięki celowo wprowadzonej czy też przypadkowej asymetrii spoczynkowego napięcia wyjściowego. Dla dolnej połówki minimalne straty równe są sumie napięcia przewodzenia diody VT10, oraz napięcia nasycenia VT9. Dla górnej - tylko napięciu nasycenia VT11, dzięki obecności układu bootstrap. Przyjmując napięcie przewodzenia 0.8V oraz napięcie nasycenia 0.1V istotnie otrzymujemy sumaryczne straty 1V. Gdyby jednak spoczynkowe napięcie na wyjściu było równe dokładnie połowie napięcia zasilającego - napięcie tracone byłoby równe podwojonemu napięciu strat dla mniej korzystnego przypadku. Czyli podwojonej sumie napięcia nasycenia VT9 i napięcia przewodzenia VT10, przy powyższych założeniach - 1,8V.
Dokładnie to samo można powiedzieć i o klasycznym układzie komplementarnym, jaki zastosowałem. Napięciu przewodzenia diody VT10 odpowiada napięcie baza-emiter Q4, napięciu nasycenia VT9 - napięcie nasycenia Q2, wreszcie napięciu nasycenia VT11 - napięcie nasycenia Q2. Oczywiście, warunkiem koniecznym do tego aby porównania mogły być obiektywne jest to, aby zarówno VT11 jak i Q5 były zdolne wejść w nasycenie. Badając "mój" układ tego warunku nie spełniłeś stosując Q5 o zbyt niskim wzmocnieniu, stąd opinia o jego gorszych parametrach. Gdyby w Twoim układzie trafił się gorszy egzemplarz VT11 - wnioski byłyby przeciwne. Także i w "moim" układzie zmontowanym z elementów należytej jakości można osiągnąć co najmniej równie małe straty napięcia jak i w Twoim - pod warunkiem wprowadzenia niewielkiej asymetrii napięciowej na wyjściu. W "moim" układzie napięcie powinno być nieco niższe od połowy napięcia zasilania, w "Twoim" - nieco wyższe, z uwagi na to że tranzystorowi npn VT9 w Twoim układzie odpowiada Q2 typu pnp w moim. Z tym tylko że w moim należy spodziewać się strat minimalnie mniejszych: dzięki temu że łatwiej jest uzyskać napięcia nasycenia poniżej 0,1V jest na tranzystorze Q2 pracującym z prądem kolektora na poziomie pojedynczych mA, niż na VT9 z prądem wynoszącym ułamki A.
Dalsze obniżenie strat można uzyskać przez zmianę bazy elementowej. W moim przypadku byłoby to zastosowanie germanowej pary komplementarnej tranzystorów końcowych (a przynajmniej obsadzenie Q4 tranzystorem germanowym npn bowiem napięcie baza-emiter ten drugiego, gdzie prąd bazy dostarczany jest z układu bootstrap nie wywiera negatywnego wpływu na wysterowanie, ważne jest jedynie aby owego prądu wystarczyło), w Twoim zaś - diody Schottky'ego w miejsce VT10. Oczywiście, zastosowanie tej diody nie zlikwiduje organicznego mankamentu tej konfiguracji w postaci skrajnej asymetrii wzmocnienia dla dodatniej i ujemnej połówki sygnału.

Przy niskich napięciach zasilania wzmacniacz radyjka dawał na przyrządach znacznie mniejsze zniekształcenia (0,2%) niż Twój Tomku (1,4%).
Może wynikało to ze znacznego obcięcia pasma w radzieckim wzmacniaczu, tego nie wiem

A przypadkiem nie z tego że zniekształcenia mojego wzmacniacza mierzyłeś na samej granicy jego możliwości wysterowania, determinowanych przez niską jakość Q5, kiedy to układ bootstrap nie nastarczał już prądu bazy tranzystorowi Q5, w wyniku czego Q2 ulegał zatykaniu dla ujemnych szczytów sygnału?

W Twoim układzie udało mi się jedynie zbliżyć parametrami do parametrów "marnego" LM386.

Nie znam struktury LM386 (nie widziałem aby gdziekolwiek National się nią chwalił, w przeciwieństwie do powszechnie znanych struktur TBA790/UL1490 czy też TBA820/UL1482) ale w układzie nie zawierającym bootstrapu oczekiwałbym sumarycznego napięcia strat sięgającego 2V (podwojonej sumy jednego napięcia przewodzenia i jednego napięcia nasycenia). Oczywiście, pod warunkiem że symetria napięcia na wyjściu jest zachowana, co dla LM386 oczywistym nie jest.

Przyczyną niskiego napięcia wyjściowego w układzie z parą komplementarną tranzystorów krzemowych jest "rozsunięcie" napięcia na bazach Q4 i Q5,

Jeżeli dobrze Cię zrozumiałem, i o nadmierne straty napięcia zasilania w układzie komplementarnym obwiniasz obecność napięcia polaryzacji wymuszającego pracę w klasie AB - to jesteś w całkowitym błędzie. Mógłbyś zewrzeć bazy Q4 i Q5 w moim układzie, a na stratach napięcia zasilającego nijak by się to nie odbiło, wzrosłyby tylko zniekształcenia skrośne. Bowiem i tak maksymalna chwilowa wartość napięcia na wyjściu (tj. połączonych emiterach Q4 i Q5) pozostałaby równa napięciu zasilania, pomniejszonemu o sumę napięcia nasycenia Q2 i napięcia przewodzenia Q4, bez względu na to jakie napięcie w danej chwili panuje na bazie nieprzewodzącego Q5. Również i minimalna wartość chwilowa napięcia wyjściowego pozostałaby równa napięciu nasycenia Q5, bez względu na panujące wówczas na bazie nieprzewodzącego Q4. Tak więc "rozsunięcie" napięć na bazach Q4 i Q5 nie ma tu nic do rzeczy, niekorzystne okazałoby się dopiero "rozsunięcie" napięć na bazie Q4 i kolektorze Q2, a tak by się stało gdyby w roli stabilizującego Q3 użyć tranzystora npn, przenosząc zarazem kompensacyjny R9 między kolektor Q2 a bazę Q4 (OIDP MK2500 gdzie w stabilizacji prądu spoczynkowego użyto acetki typu pnp, zaś w stopniu sterującym - becetki typu npn był niestety obarczony tą wadą).
I vice versa, w Twoim układzie można by z powodzeniem "rozsunąć" odpowiednie napięcia między kolektorem VT9 (i katodzie diody VT10, odpowiadającej bazie tranzystora końcowego pnp) a bazą VT11. Należałoby w tym celu włączyć jedną lub dwie diody (albo też tranzystorowy układ polaryzacji) między te dwa punkty; oczywiście rezystor bootstrapu 1,5k powinien być dołączony bezpośrednio do bazy VT11. Podobnie zrobiono zresztą i w układach rodziny UL1401....05 (oraz w rzadko spotykanym UL1461) gdzie jednak dwóch diod nie wystarcza aby zapewnić przepływ prądu spoczynkowego przez diodę wyjściową. I w tym wypadku taki zabieg nie miałby negatywnego wpływu na wysterowalność. Ale też i korzyści z niego byłyby problematyczne, asymetria wzmocnienia prądowego pozostałaby bowiem w pełnym wymiarze, i trzeba by się i tak zdać na USZ (lokalne na emiter VT7 oraz globalne na emiter wejściowego tranzystora pnp, w przypadku zaś w/w układów scalonych - tylko sprzężenie globalne, stąd zapewne zdecydowano się na włączenie diod, licząc na to że mimo wszystko poprawią one nieco sytuację, zmniejszając czas przebywania diody i tranzystora końcowego w stanie zatkania).

przez co dla Q2 przy zasilaniu układu napięciem 5 V pozostaje niecałe 1,8 V. Gdy od tej wartości odejmie się wzrost spadku napięcia na złączu baza-emiter tranzystora Q4 po jego wysterowaniu (zmienia się ono wtedy z 0,65 V na 0,8...0,9 V) oraz uwzględni się spadek napięcia na Q2 po jego nasyceniu, to na wyjściu można liczyć na co najwyżej 1,5 V wartości szczytowej, czyli nieco ponad 1 V wartości skutecznej Nic więcej się z tego układu, przy takim zasilaniu, nie "wyczaruje"...

A jak można "wyczarować" jeszcze więcej z mojego układu - już pisałem: trzeba by wtrącić wtórnik emiterowy między napięciowy stopień sterujący a komplementarny wtórnik wyjściowy, tak jak to zrobiono w TAA435. Wówczas kosztem pewnych strat prądu wyjściowego "pożeranych" rzez układ bootstrap uzyskałoby się dla obydwu połówek sygnału minimalnie możliwe straty napięcia, równe sumie napięć nasycenia obu tranzystorów końcowych. A spróbuj tylko dokonać takiego zabiegu w "swoim" układzie! Choćbyś stanął na głowie - nie zdołasz, bowiem ów wtórnik (który przejąłby rolę VT9) - musiałby dostarczać pełnego prądu obciążenia w ujemnej połówce sygnału. Jak w tej sytuacji wyposażyć go w bootstrap, nie godząc się na krok jedynie słuszny w postaci zastąpienia VT10 w połączeniu diodowym tranzystorem pnp w układzie wtórnika?
A jeśli tego ulepszenie nie stosować - to dokładnie tyle samo co z mojego układu da się "wyczarować" i z Twojego układu, przy założeniu że w jednym i drugim tranzystor końcowy sterowany z układu boostrap ma do dyspozycji tyle prądu bazy, że jest zdolny do wejścia w nasycenie. Ty porównywałeś oba układy przy zupełnie różnych uwarunkowaniach: rezystancja obciążenia 8 omów vs. 27 omów, kiepski egzemplarz tranzystora pnp ws. dobry egzemplarz tranzystora npn, stąd i nieobiektywne wnioski.

Tranzystory jako elementy są bardzo nieliniowe. Bez ujemnych sprzężeń zwrotnych, lokalnych i globalnych, nie nadawałyby się do wzmacniania sygnałów audio wysokiej jakości. Dla wzrostu napięcia baza-emiter o każde 60 mV, prąd kolektora narasta o dekadę. Fajnie to widać na przebiegach oscyloskopowych dla napięć baza-emiter tranzystorów BC211 i BC313.

O tym wiadomo nie od dziś. To samo zresztą można powiedzieć i o lampach: "jakoś tam" da się słuchać ECL82 bez USZ w marnym gramofonie lub odbiorniku AM, jak i Teges-Teges w Kolibrze, również bez jakiegokolwiek USZ. No ale w tym ostatnim wypadku zastosowano jednak pełnowartościowy układ przeciwsobny sterowany z transformatora, o jednakowym wzmocnieniu dla obu połówek. Wolałbym nie wiedzieć jak brzmiałby pozbawiony USZ wzmacniacz na tejże parze Tegespięćdziesiątek, w którym zamiast Td48 zastosowano by diodę DZG1 względnie trzecią Tegespięćdziesiątkę w połączeniu diodowym...

Pozdrawiam
Tomek

Czołem.

Tomek Janiszewski pisze:No to w takim razie z innej beczki. Zastosuj tym razem w roli diody - złącze baza-emiter tranzystora pnp, pozostawiając kolektor niepodłączony do niczego. Będzie nadal działać dokładnie tak jak sobie to wyobrażasz? Będzie. Więc dołącz teraz do masy niewykorzystywany dotąd kolektor - i co to zmieni na gorsze? Śmiem twierdzić że nic, za to odciąży VT9 który odtąd będzie pracował z małym prądem kolektora, już tylko jako stopień sterujący. Wykorzystanie napięcia zasilania poprawi się: jakie zatem widzisz przeciwwskazania (...)

Tomku, po polecanej przez Ciebie zmianie w układzie wzmacniacza radia "Neywa-303", uzyskalibyśmy coś jak na schemacie poniżej:
W moim odczuciu byłby to całkowicie absurdalny i bezsensowny z technicznego punktu widzenia układ, w którym wiele elementów niczemu nie służy, a innych, bardzo istotnych, po prostu zabrakło. W takim rozwiązaniu faktycznie tranzystorami wyjściowymi stałyby się VT10 i VT11, z tym, że dla "ujemnych" polówek sinusoidy prąd do włączania VT10 zapewniałyby jeszcze tranzystory VT9 i VT7 (z VT10 wszystkie trzy tranzystory pracowałyby ze wzmocnieniem jedynie prądowym, więc w sumie byłoby ono gigantyczne, a ich napięciowe wzmocnienie równe byłoby zaledwie jedności), a dla dodatnich połówek sinusoidy tranzystor VT11 włączany byłby jedynie prądem z bootstrapowanego rezystora R26. Gdyby się okazało, że beta tranzystora VT11 jest zbyt mała, prądu z R26 po prostu mogłoby brakować, choć z drugiej strony sinusoidy mielibyśmy wzmocnienie prądowe mogące sięgać milionów i tu prądu by nie zabrakło, brakowałoby za to napięcia (dwa niezbędne spadki po 0,6 V na złączach tranzystorów VT7 i VT9...). Czyli otrzymalibyśmy zupełne "kuriozum", w którym po wprowadzonych zmianach wyłączałby się już nie jeden tranzystor i dioda, a dwa tranzystory naprzemiennie, z mega-wzmocnieniem prądowym dla "ujemnej" połówki sygnałów i niewielkim dla "dodatniej". A co byśmy po zmianach zyskali? Zupełnie NIC!

Tomek Janiszewski pisze:Rzekłbym że wzmacniacze komplementarne były one nieporównanie częściej stosowane od "przełącznikowych", z wyjątkiem CCCP. Podejrzewam że przyczyną tego stanu rzeczy, w sytuacji gdy pary komplementarne produkowali, był fakt że produkowane od dawien dawna rodziny MP35...38 (npn, wcześniej P8...P12) oraz MP39...41 (pnp, wcześniej P13...P15) charakteryzowały się niskim dopuszczalnym prądem kolektora (40mA wartości średniej, mniej niż nasze tegespięćdziesiątki!). Mocniejsze, ale też i większe gabarytowo GT402/404 pojawiły się znacznie później, i z miejsca znalazły zastosowanie w telewizorkach "Junost". Zanim jednak to się stało - istniały wytrzymalsze prądowo pety, ale tylko pnp, mianowicie MP25...26 oraz MP42. A także - tranzystory pnp średniej mocy GT403. Dlatego powszechnie stosowało się wzmacniacze transformatorowe z tranzystorami MP39...41 (użycie transformatora głośnikowego pozwalało przy niewielkich wymaganiach na wytrzymałość prądową osiągnąć sensowną moc przy napięciu zasilania 9V), a w razie chęci wyeliminowania transformatorów - można było posłużyć się konfiguracją "przełącznikową", stosując MP38 w roli VT7, oraz MP42 w roli VT9, 10 i 11. I taka wypróbowana konfiguracja dożyła epoki krzemu i plastiku, gdy była już najwyższa pora aby ją sdać w archiw.

Z powyższym się akurat zgadzam. Poza chęcią zamiany diody (lub diody stworzonej z tranzystora) na tranzystor oczywiście

Tomek Janiszewski pisze:Natomiast ze sprzętu zachodniego przypominam sobie jako żywo tylko klasyczną konfigurację komplementarną, na acetkach i adetkach (Japońce, podobnie jak i Ruskie długo pozostawali wierni klasycznym wzmacniaczom dwutransformatorowym). Za Gierka wzmacniacze komplementarne zbłądziły i pod polskie strzechy, cały czas na germanowych tranzystorach komplementarnych importowanych z Zachodu, wyjątkowo z NRD lub Czechosłowacji. Wyeliminowały je dopiero wzmacniacze scalone z rodziny UL1490 i UL1481. Przejściowo pojawiły się i UL1401...05 gdzie odnajdziemy konfigurację jak to nazywasz "przełącznikową" ale nie cieszyły się one dobrą opinią jeśli chodzi o jakość dźwięku.

Z tą złą opinią dotyczącą brzmienia UL1401...UL1405 nigdy się nie spotkałem. Wielu moich kolegów w tamtych latach miało odbiorniki z tymi układami scalonymi, ale przeważnie bardzo je zachwalali, no może moc wyjściowa tych urządzeń mogłaby być ich zdaniem nieco większa...

Tomek Janiszewski pisze:A i owszem, widziałem wzmacniacze RGB z tranzystorami komplementarnymi, choć nie były to wzmacniacze komplementarne wiernie odwzorowujące stopnie elektroakustyczne.

Tomku, nie mieszaj proszę pojęć i układów. Rozmawiamy o prościutkich aplikacjach wzmacniaczy, stosowanych w małych urządzeniach przenośnych ("brzęczydełkach") o zasilaniu bateryjnym, a nie o poważnych wzmacniaczach klasy Hi-End. Słyszałeś o rozwiązaniach optymalnych dla danego zastosowania. Każdy układ powinien być skomplikowany na tyle, na ile to konieczne, ale nie bardziej! Tamte rozwiązania były dobre na panujące wtedy warunki, braki tranzystorów PNP o dobrych parametrach itp. Ratowały sytuację na tamtym etapie rozwoju techniki i technologii w danym kraju. Ich autorzy i same rozwiązania nie zasługują na Twoją krytykę i wyszydzanie Dzisiaj stanowią jedynie ciekawostkę techniczną i jeżeli ktoś chce je obecnie odwzorować, w oryginalnym ideowo układzie, ma do tego pełne prawo, podobnie jak do zbudowania odbiornika detektorowego z kryształem galeny lub innym prostownikiem. Czy ja gdziekolwiek napisałem, że "przełącznikowy" układ wzmacniacza m.cz. z rosyjskich radyjek nadaje się do zastosowania w roli wysokiej klasy wzmacniacza m.cz. o zasilaniu sieciowym? Kluczowym w tym momencie jest słowo "optymalny", w sensie najlepszy i najtańszy do danego zastosowania. Do tego jeszcze wrócę...

Tomek Janiszewski pisze:

Romekd pisze:W ten sposób można było obserwować zmiany napięć na złączach baza-emiter (dochodzące do 1 V dla obciążenia wzmacniacza rezystancją 8 Ω) po wysterowaniu wzmacniacza.

I one to determinują wykorzystanie napięcia zasilającego w tym wzmacniaczu. Z tego też powodu stosowano tak długo germanowe acetki, gdy cała reszta odbiornika była już w krzemie. Nie dlatego że BC140/160 były drogie czy też z chęci wykorzystania zalegających magazyny zapasów AC187/188 lecz dzięki temu że ich napięcia złączowe nie przekraczały 0,5V pozwalały one osiągnąć (szczególnie przy niskich napięciach zasilania, rzędu 6V) znacznie większą moc wyjściową i sprawność. Najprzeróżniejszego sprzętu na acetkach , w tym i bateryjnego była na naszym rynku od pyty (radioodbiornik sieciowy "Jubilat", gramofon "Mister Hit", bateryjne magnetofony kasetowe MK122 i MK125, radiomagnetofon MK2500, bateryjny odbiornik przenośny "Justyna"), podczas gdy BC211/313 zastosowano tylko w jednym z klocków dzierżoniowskich, OR "Ślęża" gdzie przy zasilaniu wyłącznie sieciowym wykorzystanie napięcia zasilającego nie było krytycznym parametrem.

Tranzystory germanowe, dzięki mniejszym spadkom napięcia w stanie nasycenia bardziej nadawały się urządzeń zasilanych niskim napięciem, jednak mimo tej zalety zostały wyparte przez nowocześniejsze tranzystory krzemowe. Nie zawsze większa moc wyjściowa i lepsza sprawność była czynnikiem decydującym o wyborze jakiegoś rozwiązania w urządzeniu zasilanym z baterii lub sieci. W magnetofonie ZK-140T też tranzystory germanowe AD161/162 zostały w końcu zastąpione krzemowymi BD435/436, bardziej niezawodnymi i tańszymi w produkcji...


Pozdrawiam
Romek

Romekd pisze:Czołem.
Z tą złą opinią dotyczącą brzmienia UL1401...UL1405 nigdy się nie spotkałem. Wielu moich kolegów w tamtych latach miało odbiorniki z tymi układami scalonymi, ale przeważnie bardzo je zachwalali, no może moc wyjściowa tych urządzeń mogłaby być ich zdaniem nieco większa...

Niska moc wyjściowa tych układów scalonych wynikała z niskiej ich sprawności.

Romekd pisze: W magnetofonie ZK-140T też tranzystory germanowe AD161/162 zostały w końcu zastąpione krzemowymi BD435/436, bardziej niezawodnymi i tańszymi w produkcji...

Pozdrawiam
Romek

Tranzystory te nie były produkowane w Polsce, więc skąd je importowano? Czy nie można było zastosować tranzystorów w odudowach TO-220 takich jak w układach odchylania OTVC Jowisz lub wzmacniaczy mocy radioodbiornika stereofonicznego Zodiak?

Jak już wcześniej wspominałem dostałem do testów wzmacniacze z tranzystorami BD354B/C, stosowane kiedyś w polskich magnetofonach szpulowych M2405S.
W młodości przez wiele lat używałem takiego magnetofonu, będąc z niego bardzo zadowolonym. Co prawda jego stopnie mocy dość szybko przerobiłem, zwiększając ich moc wyjściową z deklarowanych przez producenta 5 W do ponad 40 W na kanał, ale byłem ciekaw czy oryginalne końcówki były aż tak kiepskie pod względem parametrów, jak to niektórzy z Kolegów opisują. W tamtych czasach potrafiłem zmierzyć tylko ich moc wyjściową, nie znając wartości wprowadzanych przez układ zniekształceń nieliniowych. Teraz, dysponując już odpowiednim sprzętem, postanowiłem je zbadać i odnieść do zniekształceń nieliniowych wprowadzanych przez całe urządzenie. Niewiele jednak wiem o zniekształceniach wprowadzanych przez samą taśmę magnetofonową oraz tory zapisu i odczytu. W książce o magnetofonach szpulowych ZK-246 i M2404S natrafiłem na ogólne informacje o dopuszczalnych zniekształceniach nieliniowych (chodziło głównie o zawartość trzeciej harmonicznej) wnoszonych przez tor zapisu, taśmę i tor odczytu w magnetofonach w zależności od ich klas:
W książce podane były również informacje o zniekształceniach wprowadzanych przez taśmy produkowane przez kilku znanych (w tamtych czasach) producentów:
Zniekształcenia te najprawdopodobniej odnoszą się do pełnego wysterowania taśmy, a mnie ciekawiłoby jakie zniekształcenia występują przy mniejszych wysterowaniach taśmy. Może ktoś z Kolegów dysponuje takimi danymi?

Testowany wzmacniacz zasilałem napięciem +25 V, przy którym na obciążeniu 7,5 Ω otrzymałem maksymalną moc 6,35 W dla zniekształceń nieliniowych 0,56% oraz 7,3 W przy zniekształceniach całkowitych 4,4%. Przy mocy wyjściowej 5 W zniekształcenia wyniosły 0,32%, z czego większość (ok. -50 dB) stanowiła druga harmoniczna, dobrze tolerowana przez nasz słuch. Zbadałem poziom poszczególnych harmonicznych dla mocy wyjściowej 7,3W, 6,35W, 5 W, 1 W, 0,5 W, 0,1 W, 50 mW, 5 mW i 1 mW.

Dla 7,3 W wyglądało to tak:
dla 6,35 W:
dla 5 W:
dla 1 W:
dla 0,5 W:
dla 100 mW:
dla 50 mW:
dla 10 mW
dla 5 mW
i dla 1 mW
Przesterowanie wzmacniacza zaczynało się od wierzchołka górnej połówki sinusoidy, co jest charakterystyczne dla układów z "dolnym" bootstrapem (rezystor R59):


Jednak już przy nieco większym wysterowaniu sygnał wyjściowy obcinany był mniej więcej symetrycznie na dole i górze przebiegu:
Ciekawe, że spadek napięcia przy pełnym wysterowaniu przypadał głównie na rezystory emiterowe 1 Ω. Przy napięciu wyjściowym Vpp=20,8 V przepływał przez nie prąd szczytowy o wartości 1,39 A, wywołując spadek po 1,39 V (w szczytach). Jeżeli ten spadek przemnożymy przez 2 (dwa rezystory; 2,78 V) i odejmiemy wraz z międzyszczytowym napięciem wyjściowym (20,8 V) od napięcia zasilającego (25 V), to na oba tranzystory wyjściowe pozostanie nam 1,42 V, co wg mnie nie jest wartością dużą.

Pozdrawiam
Romek

AZ12 pisze:Niska moc wyjściowa tych układów scalonych wynikała z niskiej ich sprawności.

A niska sprawność UL140X - z nieoptymalnej konfiguracji. Układy takie jak UL1481 czy UL1440 gdzie zastosowano klasyczny układ quasi-komplementarny, wyposażony nie tylko w bootstrap poprawiający wysterowanie dla połówki dodatniej (obejmujący również kolektor tranzystora wejściowego układu Darlingtona!) ale i w polaryzację tranzystora pnp wyjściowego układu Sziklay'ego od strony emitera pozwalały zminimalizować straty najlepiej jak to było możliwe: do sumy dwóch napięć nasycenia tranzystorów wyjściowych. Niespełna pół wolta łącznie. UL1401...05 wykonywane były natomiast w konfiguracji przełącznikowej i tam straty dla połówki ujemnej były sumą napięcia przewodzenia diody D3, napięcia UBE tranzystora T7, wreszcie napięcia nasycenia tranzystora T6. Razem coś między 1,5 a 2V. Dla połówki dodatniej - suma napięć UBE tranzystorów T9 i T8, oraz spadku napięcia na rezystorze 750 omów łączącego się z końcówką 9. Tę stratę można wydatnie zmniejszyć, do sumy napięcia przewodzenia T9 oraz nasycenia T8, poprzez wspomożenie owego rezystora układem bootstrap dołączonego do końcówek 9 (normalnie służącej tylko do korekcji częstotliwościowej), 6 (zasilanie) oraz 5 (wyjście). Najpewniej jednak mijałoby się to z celem, ponieważ dzięki stosunkowo małej wartości rezystora scalonego, i dużemu wzmocnieniu prądowemu układu Darlingtona T8-T9 strata napięcia dla połówki dodatniej nie przewyższa straty dla połówki ujemnej. Tę ostatnią zmniejszono natomiast w prosty sposób o jedno napięcie przewodzenia w układzie UL1461 (także umieszczony w obudowie TO-3 ale z dwunastoma wyprowadzeniami: poprzez rozłączenie kolektorów wyjściowego układu Darlingtona dla ujemnej połówki, i podpięciu kolektora tranzystora wejściowego do punktu o wyższym potencjale. Stosownie do powyższego zmniejszono także straty dla połówki dodatniej, ale już nie tak skutecznie, bo tylko przez znaczne zmniejszenie rezystora obciążającego (z 750 do 240 omów). Tak więc straty dla połówki dodatniej przewyższają sumę dwóch napięć przewodzenia, i tutaj eksperymentowanie z układem bootstrap rokuje lepsze perspektywy: realne jest uzyskanie dla każdej z połówek straty na poziomie 1V. Tylko skąd wziąć na zawołanie UL1461, nieporównanie rzadszy od UL1401...05 ponieważ chyba nigdzie nie stosowany?

Tranzystory te nie były produkowane w Polsce, więc skąd je importowano?

Jeżeli nie z Zachodu (w czasach Gierka już nie tak zgniłego) - to z enerdupka, gdzie były produkowane pod oznaczeniem SD435/SD436. Typową ich aplikacją były samochodowe wzmacniacze mocy.

Czy nie można było zastosować tranzystorów w odudowach TO-220 takich jak w układach odchylania OTVC Jowisz lub wzmacniaczy mocy radioodbiornika stereofonicznego Zodiak?

BD281/282 (o BD395/396 już nie mówiąc) to już pieśń dalszej przyszłości. Pojawiły się dopiero we wczesnych latach 80-tych, podczas gdy zapasy Adetek wyczerpały się wcześniej. No a BD135/136 zapewne okazały się za słabe z uwagi na drugie przebicie, charakterystyczne dla tranzystorów epiplanarnych mocy.
[/quote]

Romekd pisze:W młodości przez wiele lat używałem takiego magnetofonu, będąc z niego bardzo zadowolonym. Co prawda jego stopnie mocy dość szybko przerobiłem, zwiększając ich moc wyjściową z deklarowanych przez producenta 5 W do ponad 40 W na kanał,

Ale to chyba oczywiste że nie z tranzystorami BD354 w stopniu końcowym, i ze znacznie wyższym napięciem zasilania?

Testowany wzmacniacz zasilałem napięciem +25 V, przy którym na obciążeniu 7,5 Ω otrzymałem maksymalną moc 6,35 W dla zniekształceń nieliniowych 0,56% oraz 7,3 W przy zniekształceniach całkowitych 4,4%. Przy mocy wyjściowej 5 W zniekształcenia wyniosły 0,32%, z czego większość (ok. -50 dB) stanowiła druga harmoniczna, dobrze tolerowana przez nasz słuch. Zbadałem poziom poszczególnych harmonicznych dla mocy wyjściowej 7,3W, 6,35W, 5 W, 1 W, 0,5 W, 0,1 W, 50 mW, 5 mW i 1 mW.

Taki grzebień harmonicznych wysokiego rzędu, malejących powoli dobrze nie rokuje. Wykonano kiedyś testy odsłuchowe w BBC i ustanowiono że słyszalność zniekształceń proporcjonalna jest do kwadratu rzędu. Powód występowania tak wielu harmonicznych jest oczywisty: bardzo znaczna (podobnie jak w układzie przełącznikowym) asymetria wzmocnień prądowych dla poszczególnych połówek. Pożałowało się dodatkowej becetki na układ Darlingtona (o ile wykluczamy zastosowanie pary komplementarnej BD354/355), i takie są skutki.

Przesterowanie wzmacniacza zaczynało się od wierzchołka górnej połówki sinusoidy, co jest charakterystyczne dla układów z "dolnym" bootstrapem (rezystor R59):

Tu dochodzą jeszcze inne czynniki wpływające na wypadkowe napięcie strat, tak że nie ma co wyciągać tak uogólnionych wniosków. Teoretycznie napięcia strat dla dolnej i górnej połówki powinny być jednakowe (spadek napięcia na rezystorze emiterowym plus suma napięcia przewodzenia BD354 oraz napięcia nasycenia BC177. Owe dodatkowe czynniki - to spadki napięć na R61 oraz R62, na dodatek jeszcze zależne od bet poszczególnych tranzystorów końcowych, które jednakowe tutaj nie są, zamiast dobranych par stosuje się bowiem najczęściej zestaw BD354C dla górnej połówki oraz BD354B dla połówki dolnej. Tych rezystorów na dobrą sprawę być nie powinno: skoro je wstawiono - znaczy źle zaprojektowano druk a może i cały układ w ogóle (czyżby nie odizolowano radiatora od kolektora T10, gdzie występuje żywy sygnał wyjściowy o pełnej amplitudzie?) i w inny sposób nie potrafiono zwalczyć wzbudzeń.

Ciekawe, że spadek napięcia przy pełnym wysterowaniu przypadał głównie na rezystory emiterowe 1 Ω.

Ciekawe jak ciekawe. Jaki on będzie - można obliczyć i na podstawie samego tylko schematu, znając moc wyjściową oraz impedancję obciążenia. A rezystory są stosunkowo duże, i duży też jest spadek napięcia na nich - ponieważ prymitywny jest układ polaryzacji. Dwa złącza p-n zawarte w bapce, pozbawionej przy tym kontaktu z radiatorami plus rezystor peerka. Znów pożałowało się dodatkowej becetki, tym razem na układ polaryzacji, i takie są skutki. Już nie mówiąc o tym że R65 włączono nie tam gdzie należało, zupełnie jak u Sinclaira.

Przy napięciu wyjściowym Vpp=20,8 V przepływał przez nie prąd szczytowy o wartości 1,39 A, wywołując spadek po 1,39 V (w szczytach). Jeżeli ten spadek przemnożymy przez 2 (dwa rezystory; 2,78 V) i odejmiemy wraz z międzyszczytowym napięciem wyjściowym (20,8 V) od napięcia zasilającego (25 V), to na oba tranzystory wyjściowe pozostanie nam 1,42 V, co wg mnie nie jest wartością dużą.

Mniej więcej taką jakiej należało się spodziewać dla BD354. Z dostępnych mi źródeł (elenota, co prawda dla BD254) wynika że przy prądach powyżej 1A nie tylko napięcie przewodzenia baza - emiter ale i napięcie nasycenia baza-kolektor może mieć wpływ na straty napięcia. Dlatego projektowanie wszelkich wzmacniaczy zaczynam od pomiaru przy prądzie odpowiadającym pełnemu prądowi obciążenia spadku napięcia na tranzystorze mocy z bazą zwartą z kolektorem, i pomiarem bety w tych warunkach.

Pozdrawiam
Tomek

Romekd pisze:Testowany wzmacniacz zasilałem napięciem +25 V, przy którym na obciążeniu 7,5 Ω otrzymałem maksymalną moc 6,35 W dla zniekształceń nieliniowych 0,56% oraz 7,3 W przy zniekształceniach całkowitych 4,4%. Przy mocy wyjściowej 5 W zniekształcenia wyniosły 0,32%, z czego większość (ok. -50 dB) stanowiła druga harmoniczna, dobrze tolerowana przez nasz słuch. Zbadałem poziom poszczególnych harmonicznych dla mocy wyjściowej 7,3W, 6,35W, 5 W, 1 W, 0,5 W, 0,1 W, 50 mW, 5 mW i 1 mW.

Czy zastosowanie nowoczesnych tranzystorów mocy on niskim napięciu nasycenia typu BD243, oprócz zwiększenia mocy będzie miało wpływ na poziom harmonicznych?

Tomek Janiszewski pisze:

Romekd pisze:
Przy napięciu wyjściowym Vpp=20,8 V przepływał przez nie prąd szczytowy o wartości 1,39 A, wywołując spadek po 1,39 V (w szczytach). Jeżeli ten spadek przemnożymy przez 2 (dwa rezystory; 2,78 V) i odejmiemy wraz z międzyszczytowym napięciem wyjściowym (20,8 V) od napięcia zasilającego (25 V), to na oba tranzystory wyjściowe pozostanie nam 1,42 V, co wg mnie nie jest wartością dużą.

Mniej więcej taką jakiej należało się spodziewać dla BD354. Z dostępnych mi źródeł (elenota, co prawda dla BD254) wynika że przy prądach powyżej 1A nie tylko napięcie przewodzenia baza - emiter ale i napięcie nasycenia baza-kolektor może mieć wpływ na straty napięcia. Dlatego projektowanie wszelkich wzmacniaczy zaczynam od pomiaru przy prądzie odpowiadającym pełnemu prądowi obciążenia spadku napięcia na tranzystorze mocy z bazą zwartą z kolektorem, i pomiarem bety w tych warunkach.

Pozdrawiam
Tomek

To dość duże napięcie nasycenia wynika ze słabszego niż we współczesnych elementach półprzewodnikowych domieszkowania podłoża.

Romekd pisze:W moim odczuciu byłby to całkowicie absurdalny i bezsensowny z technicznego punktu widzenia układ, w którym wiele elementów niczemu nie służy, a innych, bardzo istotnych, po prostu zabrakło

Kwestia punktu widzenia. Można uznać np. że w zmodyfikowanym wg mojej propozycji układzie nadmiarowe są tranzystory VT4 i VT6, brakuje zaś układu polaryzacji między bazami VT10 i VT11, oraz oczywiście elementów RC współpracujących w oryginalnym układzie z VT4, które teraz powinny przejść na VT7.

W takim rozwiązaniu faktycznie tranzystorami wyjściowymi stałyby się VT10 i VT11, z tym, że dla "ujemnych" polówek sinusoidy prąd do włączania VT10 zapewniałyby jeszcze tranzystory VT9 i VT7

VT9 to i owszem (jak zawsze tranzystor sterujący w klasycznym układzie komplementarnym) ale co ma do tego T7??? W jaki sposób jego prąd kolektora mógłby bezpośrednio dopłynąć do bazy VT10?

(z VT10 wszystkie trzy tranzystory pracowałyby ze wzmocnieniem jedynie prądowym, więc w sumie byłoby ono gigantyczne, a ich napięciowe wzmocnienie równe byłoby zaledwie jedności),

O ile nie pokusimy się o osłabienie sygnału USZ docierającego do emitera VT7, jeżeli się na to zdecydujemy - możemy uzyskać wzmocnienie napięciowe większe od jedności, co ułatwi pracę tranzystorowi VT6.

a dla dodatnich połówek sinusoidy tranzystor VT11 włączany byłby jedynie prądem z bootstrapowanego rezystora R26.
Gdyby się okazało, że beta tranzystora VT11 jest zbyt mała, prądu z R26 po prostu mogłoby brakować

A z diodą w miejsce VT10 - to niby jak jest? Dokładnie tak samo! Zastosujesz zbyt duży R26 (lub VT11 o zbyt niskiej becie) - i żegnajcie straty na poziomie 1V!

choć z drugiej strony sinusoidy mielibyśmy wzmocnienie prądowe mogące sięgać milionów i tu prądu by nie zabrakło,

Wzmocnienie prądowe sięgające milonów (tyle może wynosić tylko iloczyn wzmocnień VT7, VT9 oraz VT11 dla połówki dodatniej, oraz VT7, VT9 oraz VT10 dla połówki ujemnej) nie ma nic do rzeczy jeżeli idzie o wysterowanie tranzystora VT11. Ono zależy tylko od bety owego tranzystora, oraz prądu płynącego przez R26. Choćby nawet VT7 i VT9 miały bety przekraczające 1000 - i tak nie pozwoli to należycie wysterować VT11, o ile prąd rezystora R26 lub beta VT11 okaże się zbyt mała.

brakowałoby za to napięcia (dwa niezbędne spadki po 0,6 V na złączach tranzystorów VT7 i VT9...).

Kolejny błąd z Twojej strony: te spadki napięcia się nie sumują. Do spadku napięcia (niech będzie że 0,6V tak jak zaznaczyłeś na rysunku) na złączu baza-emiter VT9 należy dodać napięcie nasycenia kolektor-emiter VT7, a więc dużo już mniej, powiedzmy że 100mV. Razem 0,7V. Przy założeniu że również i na złączu baza-emiter VT7 wystąpi 0,6V, to na kolektorze VT6 w tych warunkach pozostanie również 100mV. Tak więc VT6 i VT7 wejdą w nasycenie jednocześnie: gdy napięcie na wyjściu (emiterach VT10 i VT11) spadnie do 0,7V. Zapewne jednak nieco wcześniej wejdzie w nasycenie VT9, bowiem spadek napięcia na złączu baza-emiter przewodzącego całkowity prąd wyjściowy (dla połówki ujemnej) VT10 będzie nieco większy od spadku napięcia na przewodzącym prąd o dwa rzędy wielkości mniejszy VT9. Dlatego istotne jest aby spadek napięcia na złączu VT10 uczynić możliwie małym. Jeżeli wykluczamy zastosowanie tutaj tranzystora germanowego - należy zastosować krzemowy o większej powierzchni złącza, a tym samym większej mocy niż VT9. To samo dotyczyłoby i układu z diodą w miejsce T10: wskazane byłoby zastosowanie diody Schottky'ego, a przynajmniej diody cokolwiek mocniejszej niż złącza tranzystora małej mocy, nawet i połączone równolegle jak to sobie Ruskie wykoncypowali.

Czyli otrzymalibyśmy zupełne "kuriozum", w którym po wprowadzonych zmianach wyłączałby się już nie jeden tranzystor i dioda, a dwa tranzystory naprzemiennie

A niby w czym gorsze miałoby być kuriozum w postaci dwóch naprzemiennie wyłączających się tranzystorów (o ile w końcu nie pójdziemy po rozum do głowy i nie zastosujemy polaryzacji wstępnej jak na parę komplementarną przystało) od kuriozum w postaci naprzemiennie wyłączającej się diody (w miejsce VT10) oraz zachowanego tranzystora (VT11)?

z mega-wzmocnieniem prądowym dla "ujemnej" połówki sygnałów i niewielkim dla "dodatniej".

Ja mam twarde kopyta Wciąż nie rozróżniasz wzmocnienia prądowego (które w układzie z tranzystorem VT10 będzie identyczne dla obu połówek przy założeniu równości bet VT10 i VT11 podczas gdy w układzie z diodą będzie dla połówki dodatniej tyle razy większe od wzmocnienia dla połówki ujemnej ile wynosi beta VT11) od wydajności prądowej na wyjściu, która dla połówki ujemnej w obu układach jest teoretycznie nieograniczona dla połówki ujemnej (dzięki temu że dostarczając do bazy VT7 dostatecznie dużą chwilową wartość prądu możemy uzyskać dowolnie duży prąd kolektora VT9 w układzie z diodą, lub prąd emitera VT10 w układzie z tranzystorem) podczas gdy dla połówki dodatniej w obu układach jest determinowana przez prąd płynący w spoczynku przez rezystor R26 oraz betę VT11.

A co byśmy po zmianach zyskali? Zupełnie NIC!

Zyskalibyśmy nieco mniejsze straty napięcia dla połówki ujemnej, dzięki temu że w układzie z tranzystorem prąd kolektora VT9 byłby niewielki i napięcie nasycenia byłoby na poziomie 100mV, podczas gdy w układzie z diodą gdzie całkowity prąd obciążenia płynie przez VT9 - napięcie to byłoby wyraźnie większe. Można uznać że spadek napięcia na diodzie oraz złączu baza-emiter VT10 w układzie z tranzystorem jest zbliżony. A także jednakowe wzmocnienie prądowe stopnia końcowego dla obu połówek. Wreszcie - możliwość zastosowania polaryzacji wstępnej co zmniejszyłoby zniekształcenia na tyle że można by powierzyć VT9 rolę stopnia wstępnego eliminując zarazem VT4 i VT6. To wszystko nazywa się NIC, jak to Klasyk Brzechwa powiedział?
A co byśmy stracili? Dokładnie NIC, bowiem przechodząc z układu diodowego na tranzystorowy (ale jeszcze bez dalszych modyfikacji o możliwości których napisałem wyżej) musielibyśmy tylko zamienić KT315 (w połączeniu diodowym) na komplementarny do niego KT361 (w normalnym połączeniu wtórnikowym).

Z powyższym się akurat zgadzam. Poza chęcią zamiany diody (lub diody stworzonej z tranzystora) na tranzystor oczywiście

Byłoby ciekawie gdybyś w Kasprzaku lub innej Diorze zdążył się zatrudnić. Mielibyśmy MK125 lub Jubilata na trzech AC180 w stopniu końcowym, zamiast na parze AC180/181.

Z tą złą opinią dotyczącą brzmienia UL1401...UL1405 nigdy się nie spotkałem. Wielu moich kolegów w tamtych latach miało odbiorniki z tymi układami scalonymi, ale przeważnie bardzo je zachwalali, no może moc wyjściowa tych urządzeń mogłaby być ich zdaniem nieco większa...

Ja spotkałem się z nią na łamach RiK. W którymś z numerów z połowy lat 70-tych proponowano zastąpienie w magnetofonie M531S stopni mocy na BD354 (w konfiguracji bida-komplementarnej, jak ów wzmacniacz od M2405S który dopiero co przebadałeś, tylko na mniejszych radiatorach) - układami scalonymi UL1405L. Jednak redakcja opatrzyła artykuł uwagą że wzmacniacze z tymi układami mogą mieć nieco mniejszą moc wyjściową i większe zniekształcenia od oryginalnych.

Tomek Janiszewski pisze:A i owszem, widziałem wzmacniacze RGB z tranzystorami komplementarnymi, choć nie były to wzmacniacze komplementarne wiernie odwzorowujące stopnie elektroakustyczne.

Tomku, nie mieszaj proszę pojęć i układów. Rozmawiamy o prościutkich aplikacjach wzmacniaczy, stosowanych w małych urządzeniach przenośnych ("brzęczydełkach") o zasilaniu bateryjnym, a nie o poważnych wzmacniaczach klasy Hi-End.

Przecież sam wmieszałeś do tego jeszcze i wzmacniacze wizyjne OTV.

Słyszałeś o rozwiązaniach optymalnych dla danego zastosowania. Każdy układ powinien być skomplikowany na tyle, na ile to konieczne, ale nie bardziej!

A niby który to układ jest bardziej skomplikowany: neywowski czy też ten który zaproponowałem? Proste podliczenie tranzystorów daje jednoznaczną odpowiedź.

Tamte rozwiązania były dobre na panujące wtedy warunki, braki tranzystorów PNP o dobrych parametrach itp.

Skoro akurat Tobie zabrakło tranzystora BC313 o dostatecznie wysokiej becie - mogłeś przenicować "mój" układ na przeciwne napięcie zasilania (i głośnik dołączony do plusa zamiast do minusa, analogicznie jak to jest w układzie neywowskim). I wtedy w jednym i drugim układzie o wydajności prądowej decydowałby "dobry" BC211 zamiast "złego" BC313. Nie przypuszczam jednak aby w dobie CEMI oraz licencji SESCOSEM kłopoty z tranzystorami PNP były normą.

Ratowały sytuację na tamtym etapie rozwoju techniki i technologii w danym kraju

Niejednokrotnie jednak - świadczyły o poziomie i zdolnościach a raczej ich braku u ówczesnych konstruktorów.

Ich autorzy i same rozwiązania nie zasługują na Twoją krytykę i wyszydzanie

Ale na obiektywną, podpartą solidnymi argumentami krytykę - chyba tak?

Dzisiaj stanowią jedynie ciekawostkę techniczną

Ależ jak najbardziej. Z gatunku: jak można zrobić gorzej coś co tym samym nakładem środków można było zrobić lepiej.

i jeżeli ktoś chce je obecnie odwzorować, w oryginalnym ideowo układzie, ma do tego pełne prawo, podobnie jak do zbudowania odbiornika detektorowego z kryształem galeny lub innym prostownikiem.

Oczywiście że może. Ale niech ma świadomość, że w obecnych warunkach, gdzie zakłócenia szaleją znikoma jest nadzieja że odbierze na takim sprzęcie pół Europy na słuchawkę położoną na talerzu, aby było lepiej słychać.

Czy ja gdziekolwiek napisałem, że "przełącznikowy" układ wzmacniacza m.cz. z rosyjskich radyjek nadaje się do zastosowania w roli wysokiej klasy wzmacniacza m.cz. o zasilaniu sieciowym? Kluczowym w tym momencie jest słowo "optymalny", w sensie najlepszy i najtańszy do danego zastosowania. Do tego jeszcze wrócę...

Ale wciąż nie udało się wykazać, że dla zasilania bateryjnego jest on optymalniejszy od wzmacniacza z parą komplementarną. Pisałeś za to o "szerokim jego stosowaniu" - ponawiam pytanie gdzie, poza kilkoma ruskimi radyjkami i telewizorkami?

Tranzystory germanowe, dzięki mniejszym spadkom napięcia w stanie nasycenia bardziej nadawały się urządzeń zasilanych niskim napięciem, jednak mimo tej zalety zostały wyparte przez nowocześniejsze tranzystory krzemowe.

A te ostatnie z zastosowań o jakich jest mowa (sprzęt bateryjny o małej mocy wyjściowej) jeszcze szybciej zostały wyparte przez układy scalone, nie tylko tańsze od równoważnego zestawu elementów dyskretnych, ale i w wielu przypadkach (TBA790/UL1490...98, TBA820/UL1482 - cechujące się jeszcze większą sprawnością niż typowe układy wzmacniaczy komplementarnych z tranzystorami germanowymi.

Nie zawsze większa moc wyjściowa i lepsza sprawność była czynnikiem decydującym o wyborze jakiegoś rozwiązania w urządzeniu zasilanym z baterii lub sieci.

Bo i owszem w powyższym przykładzie decydującą rolę odegrała jednak cena, a nade wszystko brak konieczności prac uruchomieniowych.

W magnetofonie ZK-140T też tranzystory germanowe AD161/162 zostały w końcu zastąpione krzemowymi BD435/436, bardziej niezawodnymi i tańszymi w produkcji...

Ponieważ na dostawę zamienników z Czechosłowacji (GD607/617) nie można było liczyć Jeżeli zaś istotnie zawodność Adetek w Zetkach była problemem - kładę to na karb skiepszczonego (znowu!) układu. Było tam do dyspozycji napięcie zasilające +20V (z silnikotransformatora SAZ 5tr-1), tymczasem napięcie stałe na wyjściu wzmacniacza miało wynosić... 6,3V. Tym samym, gros napięcia zasilającego odkładało się na słabszej mocowo AD161, dwa razy tyle co na AD162 (wg katalogów dopuszczalna moc tracona wynosi odpowiednio 4W oraz 6W). Można było ustawić jak należało, 10V na wyjściu i wtedy oba tranzystory traciłyby tę samą moc. Za to moc wyjściowa wydatnie by wzrosła: z niecałych 4W (w instrukcji stało "do 4W" czyli należy rozumieć że mniej) do 9W (na głośniku 4 omy). Oczywiście ówczesny głośnik o takiej mocy nie zmieściłby się w obudowie magnetofonu, ale cóż stało na przeszkodzie w zastosowaniu głośnika wewnętrznego o większej impedancji, 8 a nawet 15 omów, podczas gdy na dołączonej z zewnątrz kolumnie 4 omy uzyskiwałoby się za darmo całkiem już przyzwoitą moc? Obstawiam że tym czymś było szablonowe myślenie ówczesnych "asów" polskiej myśli technicznej Zbyt mocno mieli napakowane głowy formułką ukutą jeszcze w okresie techniki lampowej, nakazującą bezwzględne spełnienie warunku "dopasowania" impedancji głośnika do wzmacniacza. W pale im się nie mieściło aby wzmacniacz obliczony do pracy na obciążenie 4 omy mógł pracować poprawnie (oczywiście z mniejszą mocą) na obciążenie o impedancji kilkakrotnie większej


Pozdrawiam
Tomek

AZ12 pisze:Czy zastosowanie nowoczesnych tranzystorów mocy on niskim napięciu nasycenia typu BD243, oprócz zwiększenia mocy będzie miało wpływ na poziom harmonicznych?

Będzie miało z całą pewnością pozytywny wpływ, o ile przedtem usunie się babole, poczynając od zastosowania dobranej pary komplementarnej (a przynajmniej układu quasi-komplementarnego) w miejsce pokutującego w niejednym polskim sprzęcie układu bida-komplementarnego. Jak to będzie akurat z BD243 - a to trzeba byłoby sprawdzić jak spada im beta przy prądach zbliżonych do maksymalnego.

To dość duże napięcie nasycenia wynika ze słabszego niż we współczesnych elementach półprzewodnikowych domieszkowania podłoża.

Te tranzystory (BD354) różnią się od współczesnych tranzystorów mocy przede wszystkim strukturą epiplanarną o podwójej dyfuzji (a więc identyczną jak BC107, tylko oczywiście przy większej powierzchni złącza). Dzięki niejednorodnemu rozkładowi domieszek w bazie mają bardzo wysoką ft (30MHz) ale też i wysoką wrażliwość na drugie przebicie. Przy pełnej mocy strat 12,5W ich dopuszczalne napięcie kolektor - emiter wynosi zaledwie 6V, co w praktyce nie pozwala osiągnąć takiej mocy wyjściowej jakiej należałoby oczekiwać. Odporniejsze są tranzystory z jednorodną bazą epitaksjakną (takie właśnie jak BD243) ale ich ft wynosi typowo 3MHz.

Tomek Janiszewski pisze: Ja spotkałem się z nią na łamach RiK. W którymś z numerów z połowy lat 70-tych proponowano zastąpienie w magnetofonie M531S stopni mocy na BD354 (w konfiguracji bida-komplementarnej, jak ów wzmacniacz od M2405S który dopiero co przebadałeś, tylko na mniejszych radiatorach) - układami scalonymi UL1405L. Jednak redakcja opatrzyła artykuł uwagą że wzmacniacze z tymi układami mogą mieć nieco mniejszą moc wyjściową i większe zniekształcenia od oryginalnych.

Jest to opisane w numerze październikowym RiK 1978. Zastosowanie układów scalonych miało na celu zmniejszenie ilości zajmowanego miejsca w ciasnym wnętrzu magnetofonu kasetowego. Obecnie tego typu układy można zastąpić współczesnymi TDA2614, które wymagają mniej elementów, lub bardziej popularnymi TDA2006.

Nie zawsze większa moc wyjściowa i lepsza sprawność była czynnikiem decydującym o wyborze jakiegoś rozwiązania w urządzeniu zasilanym z baterii lub sieci.

Bo i owszem w powyższym przykładzie decydującą rolę odegrała jednak cena, a nade wszystko brak konieczności prac uruchomieniowych.

W magnetofonie ZK-140T też tranzystory germanowe AD161/162 zostały w końcu zastąpione krzemowymi BD435/436, bardziej niezawodnymi i tańszymi w produkcji...
Ponieważ na dostawę zamienników z Czechosłowacji (GD607/617) nie można było liczyć Jeżeli zaś istotnie zawodność Adetek w Zetkach była problemem - kładę to na karb skiepszczonego (znowu!) układu. Było tam do dyspozycji napięcie zasilające +20V (z silnikotransformatora SAZ 5tr-1), tymczasem napięcie stałe na wyjściu wzmacniacza miało wynosić... 6,3V. Tym samym, gros napięcia zasilającego odkładało się na słabszej mocowo AD161, dwa razy tyle co na AD162 (wg katalogów dopuszczalna moc tracona wynosi odpowiednio 4W oraz 6W). Można było ustawić jak należało, 10V na wyjściu i wtedy oba tranzystory traciłyby tę samą moc. Za to moc wyjściowa wydatnie by wzrosła: z niecałych 4W (w instrukcji stało "do 4W" czyli należy rozumieć że mniej) do 9W (na głośniku 4 omy). Oczywiście ówczesny głośnik o takiej mocy nie zmieściłby się w obudowie magnetofonu, ale cóż stało na przeszkodzie w zastosowaniu głośnika wewnętrznego o większej impedancji, 8 a nawet 15 omów, podczas gdy na dołączonej z zewnątrz kolumnie 4 omy uzyskiwałoby się za darmo całkiem już przyzwoitą moc? Obstawiam że tym czymś było szablonowe myślenie ówczesnych "asów" polskiej myśli technicznej Zbyt mocno mieli napakowane głowy formułką ukutą jeszcze w okresie techniki lampowej, nakazującą bezwzględne spełnienie warunku "dopasowania" impedancji głośnika do wzmacniacza. W pale im się nie mieściło aby wzmacniacz obliczony do pracy na obciążenie 4 omy mógł pracować poprawnie (oczywiście z mniejszą mocą) na obciążenie o impedancji kilkakrotnie większej

Gwoli sprawiedliwości - sprawdziłem schemat pierwowzoru czyli TK120 i tam jest identycznie, czyli to nie nasze asy myśli technicznej zmaściły sprawę.

Witam.

Tomek Janiszewski pisze:Ale to chyba oczywiste że nie z tranzystorami BD354 w stopniu końcowym, i ze znacznie wyższym napięciem zasilania?

Zastosowałem quasi-komplemtarny układ z tranzystorami 2N3055 jako wyjściowymi. By mieć miejsce na dwa dodatkowe transformatory sieciowe musiałem pozbyć się wewnętrznych głośników i wnęki na kabel sieciowy. Końcówki mocy zasilałem napięciem +60 V (stabilizowanym), a na miejscu lewego głośnika zamontowałem dwa dodatkowe układy, których rolą było redukowanie szumów (działały przy zapisie i odczycie, podobnie jak Dolby NR, tylko mojego pomysłu).

Taki grzebień harmonicznych wysokiego rzędu, malejących powoli dobrze nie rokuje. Wykonano kiedyś testy odsłuchowe w BBC i ustanowiono że słyszalność zniekształceń proporcjonalna jest do kwadratu rzędu. Powód występowania tak wielu harmonicznych jest oczywisty: bardzo znaczna (podobnie jak w układzie przełącznikowym) asymetria wzmocnień prądowych dla poszczególnych połówek. Pożałowało się dodatkowej becetki na układ Darlingtona (o ile wykluczamy zastosowanie pary komplementarnej BD354/355), i takie są skutki.

Tomku, chyba trochę przesadzasz z tym wysokim poziomem nieparzystych harmonicznych, albo spojrzałeś na wykres, który przedstawia zniekształcenia dla mocno przesterowanego wzmacniacza. Popatrz na skalę decybelową i poziomy tych zniekształceń. Dla mocy wyjściowej 5 W, określanej przez producenta magnetofonu jako maksymalna, całkowity poziom zniekształceń wyniósł 0,35%, przy czym druga harmoniczna znajdowała się na poziomie około -50 dB, a poziom trzeciej harmonicznej był jeszcze o prawie 30 dB niższy (niemal -80 dB). Może aparatura była zbyt czuła i stąd Twoje zastrzeżenia Jeżeli odetniemy ten wykres poniżej np. -100 dB (chyba nikt nie usłyszy zniekształceń mniejszych od 0,00001% ), to będzie on wyglądał następująco (zaznaczyłem na nim nieparzyste harmoniczne kolorem czerwonym, a parzyste żółtym):
I jak to Twoim zdaniem teraz wygląda? W ogóle nie odniosłeś się do podanych przeze mnie wartości zniekształceń nieliniowych, wprowadzanych przez głowicę, taśmę, tory zapisu i odczytu. Po co wzmacniacz o zniekształceniach np. 0,05% (lub jeszcze mniejszych) do urządzenia, w którym pozostała część tego urządzenia generuje zniekształcenia, i to nie tylko harmoniczne, na poziomie kilku procent, chyba że jestem w błędzie i możesz zweryfikować podane przeze mnie wartości? Nie sądzisz, że próba dążenia do doskonałości w konstrukcji stopnia mocy do popularnego magnetofonu klasy "standard" byłaby co najmniej lekką przesadą? Dla mnie przypominałoby to próbę zamontowania supernowoczesnego silnika z podwójnym turbodoładowaniem do wozu drabiniastego... Taka "sztuka dla sztuki", bez technicznego uzasadnienia.

Tu dochodzą jeszcze inne czynniki wpływające na wypadkowe napięcie strat, tak że nie ma co wyciągać tak uogólnionych wniosków. Teoretycznie napięcia strat dla dolnej i górnej połówki powinny być jednakowe (spadek napięcia na rezystorze emiterowym plus suma napięcia przewodzenia BD354 oraz napięcia nasycenia BC177.

No właśnie, mimo różnych ilości tranzystorów wzmacniających połówkę górną i dolną (u góry pojedynczy tranzystor T9, na dole T8 i T10 w układzie Darlingtona), różnych wzmocnień prądowych, napisałeś, że "napięcia strat dla dolnej i górnej połówki powinny być jednakowe". Czyli może autor tego rozwiązania nie był aż takim "ignorantem", jak go oceniasz... Nie wiem dlaczego, ale na cztery wzmacniacze właśnie w takiej konfiguracji zawsze pierwsza przesterowaniu ulegała u mnie górna połówka, choć różnica w amplitudach dla "dołu" i "góry" była niewielka.
Szkoda, że ciągle brakuje czasu, ale jak tylko znajdę chwilę, spróbuję dodać dodatkowy tranzystor do T9, tworzący z nim Darlingtona i ponownie sprawdzę jak zachowuje się wzmacniacz i jakie wnosi po zmianach zniekształcenia nieliniowe (na pewno góra sinusoidy przesteruje się wtedy jeszcze szybciej). Może znajdę gdzieś w swoich zbiorach BD355 i wstawię zamiast T9, tworząc z dodatkowym tranzystorem NPN parę Sziklaiego. Jak coś takiego wpłynie na zniekształcenia? I na koniec może uda się przebadać ten wzmacniacz po zmianie stopnia wyjściowego na w pełni komplementarny...

Tych rezystorów na dobrą sprawę być nie powinno: skoro je wstawiono - znaczy źle zaprojektowano druk a może i cały układ w ogóle (czyżby nie odizolowano radiatora od kolektora T10, gdzie występuje żywy sygnał wyjściowy o pełnej amplitudzie?) i w inny sposób nie potrafiono zwalczyć wzbudzeń.

Oba tranzystory są odizolowane od radiatorów podkładkami mikowymi. Poza tym radiatory zostały podłączone z masą w sposób bardzo pewny - śruby mocujące zostały zalutowane ze ścieżkami masy
W tej wersji rezystory mają oporność 1 Ω, natomiast w stopniach mocy magnetofonu "FINEZJA" ich wartość zwiększono do 1,8 Ω ("Finezja" mogła współpracować z głośnikami o minimalnej impedancji 8 Ω, a w przypadku M2405S minimalna impedancja zewnętrznych głośników mogła wynosić 4 Ω).
Przy obciążeniu 4 Ω moje układy oddawały maksymalnie ponad 10 W mocy ciągłej (przy napięciu zasilania 25 V), choć wówczas z rezystorów emiterowych zaczynało się już dymić. Zwęglenie rezystorów widać na zdjęciu poniżej:

Tomek Janiszewski pisze:Mniej więcej taką jakiej należało się spodziewać dla BD354. Z dostępnych mi źródeł (elenota, co prawda dla BD254) wynika że przy prądach powyżej 1A nie tylko napięcie przewodzenia baza - emiter ale i napięcie nasycenia baza-kolektor może mieć wpływ na straty napięcia. Dlatego projektowanie wszelkich wzmacniaczy zaczynam od pomiaru przy prądzie odpowiadającym pełnemu prądowi obciążenia spadku napięcia na tranzystorze mocy z bazą zwartą z kolektorem, i pomiarem bety w tych warunkach.

W wolnym czasie spróbuję zmierzyć wzmocnienia wszystkich tranzystorów końcowych, które pracowały w testowanych przeze mnie układach (zastosuję Twoją metodę). Ciekaw jestem wyników. We wcześniejszym poście przedstawiłem pomiary zniekształceń pierwszego z posiadanych przeze mnie wzmacniaczy z M2405S (mocno przez kogoś "przegrzebanego", z powymienianymi tranzystorami). Drugi z układów (nie lutowany) wprowadzał większe zniekształcenia, mimo prawie identycznych wartości napięć stałych i płynących w różnych punktach układu prądów (na wyjściach obu płytek wstępowała niemal idealna połowa napięcia zasilającego).

Wracając do wzmacniacza z odbiornika Neywa-304, którego schemat widać poniżej, odpisałeś mi Tomku:

Tomek Janiszewski pisze:

Romekd pisze:W takim rozwiązaniu faktycznie tranzystorami wyjściowymi stałyby się VT10 i VT11, z tym, że dla "ujemnych" polówek sinusoidy prąd do włączania VT10 zapewniałyby jeszcze tranzystory VT9 i VT7

VT9 to i owszem (jak zawsze tranzystor sterujący w klasycznym układzie komplementarnym) ale co ma do tego T7??? W jaki sposób jego prąd kolektora mógłby bezpośrednio dopłynąć do bazy VT10?

Może nieprecyzyjnie się wyraziłem , powinienem napisać: "W takim rozwiązaniu faktycznie tranzystorami wyjściowymi stałyby się VT10 i VT11, z tym, że dla "ujemnych" polówek sinusoidy wzmocnie prądu do włączania VT10 zapewniałyby jeszcze tranzystory VT9 i VT7".

Tranzystory VT7, VT9 i VT10 połączone są kaskadowo. Już włączanie się tranzystora VT6 powoduje wzrost prądu tranzystora VT7 (prąd bazy VT7 płynie przez złącze emiter-kolektor VT6 i nie ma tu jakiegoś specjalnego ograniczenia wartości tego prądu, czyli mógłby rosnąć nawet o kilka rzędów wielkości), wzrost prądu kolektora VT7 pociąga za sobą wzrost prądu płynącego przez tranzystor VT9, ten płynie przez bazę VT10 wywołując po wzmocnieniu odpowiednio większy prąd kolektora VT10. Wszystkie w tym połączeniu, dzięki ujemnemu sprzężeniu zwrotnemu (połączone emitery VT7 i VT10) służą wzmacnianiu prądu, bo wzmocnienie napięciowe całej trójki, licząc od bazy VT7 po emiter VT9 (od punktu "B" do "C") wynosi około 1. Dla łatwiejszego przedstawienia tego o czym piszę, zmodyfikowałem nieco schemat, wyrzucając z niego górny tranzystor VT11 (zastąpiłem go rezystorem 100 Ω) i kilka rezystorów, bez których układ nadal działałby mniej więcej prawidłowo
Na schemacie zaznaczyłem trzy punkty, A, B i C. Całkowite wzmocnienie napięciowe zapewniają tranzystory VT4 i VT6, objęte ujemnym sprzężeniem zwrotnym z wyjścia wzmacniacza prądu (występuje ono między punktami A i B). Natomiast pozostała część układu, w takiej konfiguracji wzmacnia sygnał już tylko prądowo.

A z diodą w miejsce VT10 - to niby jak jest? Dokładnie tak samo! Zastosujesz zbyt duży R26 (lub VT11 o zbyt niskiej becie) - i żegnajcie straty na poziomie 1V!

Jeżeli jest "tak samo", to po co cokolwiek zmieniać Oczywiście żartuję... Jeżeli chcemy mieć mniejsze zniekształcenia, to układ musi być znacznie bardziej rozbudowany i koniecznie zawierać komplementarny stopień wyjściowy, to chyba oczywiste dla każdego. Tylko, że w radzieckim radyjku stanowiłoby to przerost formy nad treścią. Przypomnę Ci, że ja w zmodyfikowanym układzie tego typu uzyskiwałem stratę napięcia na poziomie ok. 1 V w stosunku do wartości napięcia zasilania, w proponowanym przez Ciebie układzie uzyskiwałem 2 V straty, ale pewnie dałoby się ją zmniejszyć przez odpowiedni dobór komponentów. Zniekształcenia przy niskich poziomach sygnału wynosiły 0,22%, czyli jak na takie radyjko były bardzo małe. Można się spierać czy 100 mW maksymalnej mocy wyjściowej, uzyskiwanej ze wzmacniacza odbiornika "Neywa-304" to nie za mało? Ale nikomu chyba takie radio nie służyło do nagłaśniania większych pomieszczeń, a jak do "osobistego" słuchania z odległości metra lub kilku, moc była aż nadto duża...

Kolejny błąd z Twojej strony: te spadki napięcia się nie sumują. Do spadku napięcia (niech będzie że 0,6V tak jak zaznaczyłeś na rysunku) na złączu baza-emiter VT9 należy dodać napięcie nasycenia kolektor-emiter VT7, a więc dużo już mniej, powiedzmy że 100mV. Razem 0,7V.

Tu masz pełną rację, machnąłem się podczas analizy układu

To samo dotyczyłoby i układu z diodą w miejsce T10: wskazane byłoby zastosowanie diody Schottky'ego, a przynajmniej diody cokolwiek mocniejszej niż złącza tranzystora małej mocy, nawet i połączone równolegle jak to sobie Ruskie wykoncypowali.

Tu też muszę przyznać Ci rację. Dlatego ja w testowanym, zmodyfikowanym układzie zastosowałem diodę Schottky'ego, o spadku napięcia niecałe 0,3 V przy prądzie 0,5 A. Widać przy mizernej, choć wystarczającej mocy radzieckiego "brzęczydełka", jego projektanci uznali argumenty, które przytoczyłeś, za zbędną "fanaberię" i nikt z użytkowników tego urządzenia nie miał do nich o to pretensji...

A niby w czym gorsze miałoby być kuriozum w postaci dwóch naprzemiennie wyłączających się tranzystorów (o ile w końcu nie pójdziemy po rozum do głowy i nie zastosujemy polaryzacji wstępnej jak na parę komplementarną przystało) od kuriozum w postaci naprzemiennie wyłączającej się diody (w miejsce VT10) oraz zachowanego tranzystora (VT11)?

Ta dioda naprawdę załącza się bardzo szybko. Poza tym w radzieckim "radyjku" z pasmem 200 Hz...4,5 kHz nie miało to znaczenia, o czym już parokrotnie wspomniałem.

Wciąż nie rozróżniasz wzmocnienia prądowego (które w układzie z tranzystorem VT10 będzie identyczne dla obu połówek przy założeniu równości bet VT10 i VT11 podczas gdy w układzie z diodą będzie dla połówki dodatniej tyle razy większe od wzmocnienia dla połówki ujemnej ile wynosi beta VT11) od wydajności prądowej na wyjściu, która dla połówki ujemnej w obu układach jest teoretycznie nieograniczona dla połówki ujemnej (dzięki temu że dostarczając do bazy VT7 dostatecznie dużą chwilową wartość prądu możemy uzyskać dowolnie duży prąd kolektora VT9 w układzie z diodą, lub prąd emitera VT10 w układzie z tranzystorem) podczas gdy dla połówki dodatniej w obu układach jest determinowana przez prąd płynący w spoczynku przez rezystor R26 oraz betę VT11.

To akurat doskonale rozróżniam, ale to o czym piszesz działa świetnie gdy prąd płynący przez tranzystor sterujący jest znacznie większy od maksymalnych prądów pobieranych w szczytach przez bazy tranzystorów końcowych. Przy założeniu, że prąd tranzystora sterującego jest tylko równy maksymalnym prądom baz tranzystorów wyjściowych przy największym wysterowaniu i w najbardziej niekorzystnych warunkach (spadek napięcia na baterii zasilającej układ, spadek temperatury otoczenia, powodujący spadek współczynników wzmocnia prądowego tranzystorów końcowych, podłączenie głośnika o niższej impedancji, zmiany wywołane tolerancją elementów i ich starzeniem się...) jest dla mnie półśrodkiem, strasznie upierdliwym w realizacji, bo wymagającym dobierania każdego podzespołu do potrzeb takiej aplikacji. Taki bootstrap nie pełni dobrze swoich funkcji, bo prądy baz tranzystorów sterujących nie zmieniają się w sposób liniowy, podobnie jak napięcia na tych elementach (widziałeś przebiegi oscyloskopowe w moich postach). Poza tym to taka realizacja układu jest do bani, gdyż ze wzrostem częstotliwości obciążenie układu sterującego pojemnościami elementów powoduje, że czasy narastania i opadania impulsów coraz bardziej się od siebie różnią (prądu z tranzystora zaczyna brakować tylko dla jednego z tranzystorów wyjściowych...). Widać to doskonale na pokazanych przeze mnie przebiegach, uzyskanych z zaproponowanego przez Ciebie układu (nie osobiście Twojego, bo to rozwiązanie jest ogólnie znane, jako jedno z wielu możliwych):





Czas narastania impulsów fali prostokątnej jest super, gdyż tranzystor sterujący może w razie potrzeby dostarczać do wyjściowych prądu o dużo większej wartości, ale prądu z rezystora bootstrapu ze wzrostem częstotliwości szybko zaczyna brakować i wychodzi taka "popelina" Rozwiązaniem mogłoby być znaczne zwiększenie wartości prądu (spoczynkowego) tranzystora sterującego, przez spore obniżenie wartości rezystora w bootstrapie, lub całkowita zmiana aplikacji na w pełni symetryczną. Jednak by to wiedzieć trzeba dobrze rozumieć kierunki płynięcia prądu w układzie i ich wpływ na zachowanie się układu, o czym cały czas próbuję Ci powiedzieć (najwyraźniej nie mam daru przekonywania, niestety... ).

Pozdrawiam
Romek

mll pisze:Gwoli sprawiedliwości - sprawdziłem schemat pierwowzoru czyli TK120 i tam jest identycznie, czyli to nie nasze asy myśli technicznej zmaściły sprawę.

O.K. cofam to co napisałem. Poprawiam: nasze asy myśli technicznej nie odważyły się poprawić oczywistego błędu. A po to aby wyobrazić sobie możliwe następstwa jakie on niesie - porównajmy maksymalne wartości chwilowej mocy strat jaka w każdym przypadku się wydziela w tranzystorach końcowych. Ma to miejsce wówczas gdy połowa napięcia przypada na tranzystor, połowa zaś - na obciążenie. To ostatnie składa się z 4Ω impedancji głośnika, oraz 0,5Ω rezystora emiterowego, razem 4,5Ω.
W poprawnie zbudowanym wzmacniaczu, gdzie napięcie spoczynkowe na wyjściu wynosi połowę napięcia zasilającego, tj. 10V największa moc w tranzystorach wydziela się gdy na Adetkę i obciążenie przypada po 5V. Prąd obciążenia wynosi wówczas 5V/4.5Ω=1,111A, moc tracona w dowolnej z Adetek - 1,111A*5V=5.556W.
We wzmacniaczu magnetofonu ZK140T gdzie spoczynkowe napięcie na wyjściu wynosi 6,3V moc tracona w AD162 osiąga maksimum dla napięcia na obciążeniu (i tranzystorze) równego 6,3V/2=3.15V. Prąd obciążenia wynosi wówczas 3,15V/4,5Ω=0.7A, moc tracona - 0,7A *3.15V=2,205W.
Dla AD161 moc tracona osiąga maksimum przy napięciu na obciążeniu (i tranzystorze) równym (20V-6,3V)/2=6,85V. Prąd płynący przez obciążenie wynosi 6,85V/4,5Ω=1,522A, moc tracona - 6,85V*1.5222A=10,427W. Tak więc AD161 jest w magnetofonie ZK140T o wiele bardziej narażony na zniszczenie (wskutek drugiego przebicia, co objawia się zwarciem kolektora z emiterem, przy zachowanych właściwościach prostujących obu złącz) niż dowolny z tranzystorów w poprawnie zaprojektowanym układzie zasilanym z takiego samego napięcia, mimo że poprawnie zaporojektowany układ pozwolilby uzyskać przeszło dwu-i -półkrotnie większą moc na tym samym obciążeniu 4Ω (9,3W vs. 3,55W).