Stopnie mocy w polskich magnetofonach w czasach PRL-u - pomiary i ocena

[Tomek Janiszewski]

Koledzy, korzystając z wolnej chwili czasu przeprowadziłem kolejne "oscyloskopowe" pomiary parametrów układów UL1481. Wcześniej oczywiście usunąłem wzbudzanie się wzmacniacza w jednym z kanałów. W układzie przetestowałem cztery różne układy, a zamieszczone poniżej wyniki dotyczą najlepszego egzemplarza. Niestety w mojej ocenie są tragiczne. Wzmacniacz z układem UL1481 (TDA810AS) zasilałem napięciem stabilizowanym o wartości 16 V. Obciążeniem był rezystor 5 Ω/50 W, z którego pobierałem sygnał do oscyloskopu. W przypadku UL1481 pierwsza zawsze zaczynała się przesterowywać połówka dodatnia przebiegu sinusoidalnego. Wartości mocy wyjściowych opisane są na oscylogramach. Wnioski możecie wyciągnąć sami. Późnym wieczorem sprawdzę jeszcze czy mój stary oscyloskop nie uległ jakiemuś uszkodzeniu, bo wyniki okazały się naprawdę złe.

Z tym że są beznadziejne (łączne straty napięcia niemal 4V a dla UL1440 dwa razy więcej) polemizował nie będę. Ale dlaczego nie skorzystałeś z mojej znacznie wcześniejszej rady, aby wpiąć się z oscyloskopem nie na obciążenie, lecz na końcówkę wyjściową wzmacniacza, i oczywiście w trybie DC? Taka obserwacja powiedziałaby dużo więcej. Może badane egzemplarze UL14XX był trefne, i symetria im się rozjechała? A co z temperaturą (kości nie radiatora!) Kontakt termiczny - pewny?

[Romekd]

Tomku, jak napisałem w swojej wypowiedzi testy robiłem "na szybko", bo miałem krótkie "okienko czasowe" w pracy. Kontakt termiczny układów z radiatorem był pewny, gdyż dokładnie oczyściłem i wygładziłem powierzchnie styku blaszek i radiatora, a ponadto użyłem białej pasty silikonowej (normalnie w starych sprzętach używam przezroczystej pasty silikonowej z tamtej "epoki") i mocno dokręciłem śruby. Na testowanym układzie dało się trzymać palec, więc nie był zbyt gorący. Jak znajdę czas, podepnę do układu wzmacniacza bardziej precyzyjny oscyloskop Tektronixa i powtórzę pomiary dla wejść oscyloskopu ustawionych w trybie DC.

Pozdrawiam
Romek

[Janusz]

Czy w przypadku zastosowania skutecznych zabezpieczeń przeciwzwarciowych, podano by w karcie katalogowej wartość niepowtarzalnego prądu szczytowego? Sądzę że raczej czas trwania zwarcia i ewentualnie wartość prądu ograniczonego.

[Romekd]

Masz rację Janusz. W układzie na pewno nie ma typowych elektronicznych ograniczników prądu, a być może większe są niektóre wartości scalonych rezystorów, by układ wytrzymywał zwarcia wyjścia przy niskim napięciu zasilania (np. przy 12 V). Niestety moje obecne obserwacje zachowania się tego scalonego wzmacniacza pokrywają się z tymi z okresu gdy byłem jeszcze uczniem szkoły średniej...

Pozdrawiam
Romek

[Tomek Janiszewski]

Zanim powrócę do kości produkcji CEMI - przedstawię wyniki uzyskane przy pomocy udoskonalego kompensatora. Tym razem na warsztat został wzięty bidak od M531S, bowiem końcówki od M2405S miałem tylko dwie a obecnie nie mam już ani jednej, tylko dwa pełnowartościowe wzmacniacze na BD354C/255C. Oryginalnych końówek od M531S miałem natomiast aż 4, a skanibalizowałem na razie jedną.
Na wstępie przedstawię kompensator:

Jak widać - tym razem struktura wzmacniacza (przedstawionego tu w formie wzmacniacza operacyjnego ze stopniem wejściowym na pojedynczym tranzystorze, oczywiście o zrównoważeniu wejścia dla prądu stałego nie może tu być mowy ale w tym przypadku nie ma to znaczenia) nie została naruszona. Normalnie używane "wejście nieodwracające" (baza tranzystora) została umasiona dla przebiegów zmiennych, wchodzi się natomiast na "wejście odwracające" którym jest emiter. Jeżeli rezystor wejściowy (złożony z potencjometru wieloobrotowego 10k oraz rezystorów szeregowego i równoległego) ma tyle samo co rezystor sprzężenia zwrotnego we wzmacniaczu (1k) to wzmocnienie napięciowe wynosi -1 a głębokość USZ praktycznie nie ulega zmianie względem stanu fabrycznego, o ile tylko zachowany rezystor osłabiający sprzężenie zwrotne ma znacznie mniejszą wartość. Można uznać że rezystor 36 omów jest wystarczająco mały względem 1k. A więc mamy już napięcie z generatora oraz równe mu ale przeciwne w fazie napięcie wyjściowe wzmacniacza. Dzielnik kompensacyjny jest dzięki temu symetryczny (2 x 10k) i zniekształcenia jakie możemy obserwować na oscyloskopie po skompensowaniu pierwszej harmonicznej są stłumione tylko dwukrotnie a nie 27 razy z hakiem jak to byłoby w poprzednim, najprostszym układzie kompensacyjnym. Ponadto dołożyłem korektor fazy z drugim potencjometrem wieloobrotowym 1k i kondensatorem 10n. Nietrudno doszukać się podobieństwa do regulatora barwy dla tonów niskich. Chodzi tu o wprowadzenie niewielkiego przesunięcia fazy składowej podstawowej kompensującego przesunięcie fazy we wzmacniaczu, przy minimalnym tylko wpływie na amplitudę i fazę harmonicznych. Dodanie tego prostego urządzenia pozwoliło uzyskać pełną kompensację sygnału dla ustalonej częstotliwości, tu wynoszącej (we wszystkich próbach) 1kHz.
Na pierwszy ogień poszedł tym razem wzmacniacz przebudowany. Schematowo nie różnił się od poprzedniego od M2405S, oczywiście z uwzględnieniem innego nominału rezystora w obwodzie USZ (36 zamiast 160 omów, jak to w M531S). Ponadto zastosowałem rezystory emiterowe 1 om zamiast 0,51 oma ponieważ trafił mi się do przebudowy egzemplarz w którym były oba te rezystory, a więcej rezystorów 0,51 oma na razie nie mam, miałem natomiast zapasowe rezystory 1 om. Przy wątlejszych niż poprzednio radiatorach takie zwiększenie rezystorów w emiterze może okazać się wskazane. Zamiast BD354C/355C zastosowałem tym razem tranzystory z grupy "B" ciekaw czy i z nich uda się dobrać parę odpowiednią do pracy w tym wzmacniaczu. Udało się, choć było trudniej, w przeciwnym razie musiałbym zmniejszyć nieco rezystory w układzie bootstrap, jednak uniknąłem tej konieczności. Napięcie zasilające i tym razem wynosiło 26V, oporność obciążenia również się nie zmieniła, i była równa 8,18 oma.
I oto co uzyskałem po najlepszym jak mi się wydawało skompensowaniu amplitudy i fazy pierwszej harmonicznej:

Nieładnie? Ano cóż, oszacujmy chociaż o jakich zniekształceniach może być mowa. Dobrym liczbowym wskaźnikiem może być stosunek wartości międzyszczytowej sygnału. Tu mamy czułość taką jak poprzednio: dla sygnału wyjściowego 5V/div, dla zniekształceń - 5mV/div a tak naprawdę to 10mV/div bowiem kompensator tłumi je dwukrotnie. Tak więc wartość międzyszczytowa sygnału Uo=20Vpp, zniekształceń Ud=60mVpp. THD powinno się zmieścić w 0,3%. I jeszcze komentarz na temat formy zniekształceń. Silniejszy pik dla ujemnej połówki sygnału kładłbym na karb szybszego spadku bety dla tranzystora końcowego pnp przy dużych prądach a niskich napięciach Uce niż dla tranzystora npn. Staje się on jeszcze silniejszy przy minimalnie większym wysterowaniu. Co do jego postaci - to po dwukrotnym przyspieszeniu podstawy czasu (i wygaszeniu sygnału wyjściowego aby nie przeszkadzał) okazuje się że ten pik wcale nie jest taki ostry jak się wcześniej mogło wydawać:

Jest jak jest, w tak prostym przecież wzmacniaczu trudno oczekiwać aby przy wysterowaniu zbliżonym do maksymalnego (uzyskana moc wyjściowa - 6,1W) było dużo lepiej, w dodatku przy osłabionym w porównaniu z poprzednim modelem USZ.
A teraz zobaczmy co dzieje się przy zmniejszaniu mocy wyjściowej. Na początek nieznacznym. W tym celu napięcie wyjściowe zostało ustawione na 18Vpp, moc wyjściowa w tych warunkach wynosi 5W (no niech będzie że prawie ) a zniekształcenia przy takiej samej czułości kanałów oscyloskopu wyglądały tak:

Napięcie wyjściowe spadło tylko nieznacznie (o 10%), ale zniekształcenia - przeszło dwukrotnie (do 25mV). Stosunek zniekształceń do napięcia wyjściowego zmniejszył się zatem do 0,14% Przy czym są to już całkiem gładkie zniekształcenia, widać głównie 3 harmoniczną z pewną domieszką drugiej (wywołującej widoczny efekt "modulacji amplitudy" zniekształceń.
No to jedziemy dalej. Tym razem napięcie wyjściowe ustalamy na 15Vpp, moc wyjściowa - 3,44W. I tym razem nastąpił dalszy, bardzo wyraźny spadek znieksztaceń:

I już osiągnęliśmy granicę 0,1%, charakter zniekształceń pozostał natomiast bez większych zmian. Więc kolejny krok: napięcie wyjściowe zmniejsza się do 10Vpp, moc wyjściowa zatem - do 1,5W. A efekt - jak niżej:

Zaczynają się trudności z odczytaniem poziomu zniekształceń, bowiem zwiększyć czułości oscyloskopu już nie można. Powinnny one jednak zmieścić się w zakresie 5mVpp, stosunek napięć spadł w porównaniu z poprzednią próbą dwukrotnie, do zaledwie 0,05% Forma zniekształceń charakterystyczna jest dla wzmacniaczy pracujących w klasie AB z rezystorami emiterowymi. Środkowy, stromy odcinek odpowiada równoczesnemu przewodzeniu obu tranzystorów przy niewielkich napięciach wyjściowych. Ale wzmacniacze wolne od takich zniekształceń - to właściwie inna klasa, zwana niekiedy Super-A, i zwykle nie są to proste wzmacniacze. Zatem jeszcze tylko dwie ilustracje, dla napięcia wyjściowego 5Vpp oraz 2,5Vpp. Już bez obliczeń, ale widać że nadal zniekształcenia maleją szybciej niż sygnał wyjściowy. Dla jeszcze niższych napięć trudno dostrzec i zinterpretować cokolwiek na oscylogramie zniekształceń.

I to by było na tyle. Nad nieprzebudowanym bidakiem będę się pastwił w kolejnym poście.

[Romekd]

Natomiast ja w międzyczasie wziąłem na warsztat płytkę z ostatniej wersji magnetofonu M2405S, w której podmieniłem układy TBA810AS i UL1440T na inne egzemplarze, sądząc, że może uzyskam lepsze parametry wzmacniacza niż poprzednio. Wyjścia układów obciążyłem rezystorami 3,85 Ω, co z przewodami doprowadzającymi do nich sygnał powinno zapewniać obciążenia wzmacniaczy na poziomie ok. 3,95 Ω. Napięcie zasilania obu układó było identyczne i wynosiło 18 V. Dwa wejścia cyfrowego oscyloskopu podłączyłem bezpośrednio do wyjść wzmacniaczy na płytce, by mieć dokładną informację o napięciu uzyskiwanym bezpośrednio za kondensatorami oddzielającymi składową stałą, obecną na wyjściach układów UL1440T i TBA810AS. Wcześniej sądziłem, że wzmacniacz UL1440T nie ma specjalnych ograniczników maksymalnego prądu wyjściowego, natomiast teraz nie jestem już tego taki pewien
Dla sygnałów wyjściowych o amplitudzie 4 V, co daje szczytową wartość prądu w impulsie w okolicach 1 A, oba wzmacniacze działały podobnie, więc sinusoida żółta, reprezentująca sygnał z układu UL1440T pokrywa się z niebieską, która odzwierciedla kształt sygnału na wyjściu układu UL1481 (TBA810AS).
Przy amplitudzie 4 V moc wyjściowa wzmacniaczy wynosiła 2 W, więc przy tej mocy wszystko jeszcze było w porządku, co widać na oscylogramie poniżej.

-
przy ok. 5 V amplitudy (moc wyjściowa 3,2 W, prąd szczytowy ok. 1,27 A) dolna połówka sinusoidy wychodzącej z UL1440T zaczęła się już delikatnie odkształcać, co widać na oscylogramie.

-
Dalsze zwiększanie amplitudy sygnału wyjściowego do 6 V (moc 4,6 W, prąd ok. 1,52 A) potwierdziło wyraźnie, że UL1440 zaczyna ograniczać wartość prądu dla ujemnej połówki, co powodowało jeszcze większe odkształcenie sygnału wyjściowego.

-
Próba uzyskania amplitudy 8 V zakończyła się niepowodzeniem, gdyż UL1440T obciął obie połówki sygnału przy około 6 Vp, co nie pozwalało osiągnąć większej mocy dla czystego sygnału niż ok. 4,6 W, choć w UL1481 zaczęła się deformować jedynie dolna część przebiegu, a moc wyjściowa osiągnęła prawie 7,2 W, choć przy sporych już zniekształceniach. W tych warunkach obciążenia i zasilania układ UL1440T okazał się słabszy od układu UL1481.

-
Na koniec porównałem jeszcze obcinanie wierzchołków przy obciążeniu 3,95 Ω i 5 Ω.
Poniżej oscylogram dla obciążenia 3,95 Ω.

-
oraz dla obciążenia 5 Ω.

-
Próba zwiększania napięcia zasilającego do 22 V powodowała dalszy wzrost mocy wyjściowej dla układu UL1481 (TBA810AS) i spadek obcinania tylko dodatniej połówki w przypadku układu UL1440T. Niestety przy wyższym poziomie napięcia zasilającego dolna połówka sygnału sinusoidalnego pozostawała cały czas identycznie obcięta, co świadczyło, że dla obciążenia ok. 4 Ω nie da się z tego układu uzyskać większej mocy niż ok. 4,6 W Tak więc UL1440T okazał się strasznie kiepskim układem i nie ma co go nikomu polecać. Szkoda, że nie miałem możliwości porównania go z oryginalnym TCA940.

Pozdrawiam
Romek

[Tomek Janiszewski]

A teraz kompensator został dołączony do bidaka. Napięcie i obciążenie - oczywiście bez zmian. Niezmieniona pozostała, w świetle poprzednich doświadczeń także maksymalna amplituda napięcia na wyjściu, tj. 20Vpp. Kompensujemy co trzeba, i...

AAAŁŁŁĆ!!! Zniekształcenia nie zmieściły się na ekranie! Tego jeszcze nie było. Nowy kompensator i stary bidak okazały się iście piorunującą mieszanką Trzeba dwukrotnie zmniejszyć czułość oscyloskopu w kanale zniekształceń - do 20mV/div. Tym razem obrazek przedstawia się tak:

Czarno na białem a właściwie biało na niebieskiem widać że zniekształcenia są dwukrotnie silniejsze niż w poprawnie zbudowanym wzmacniaczu, badanym wcześniej.Już nie 60mV ale 120mV, co stanowi aż 0,6% napięcia sygnału. I te ostre jak brzytwa piki powstające tam gdzie kończy się rola jednego tranzystora końcowego a bierze ją na siebie drugi, o jakże różniącym się wzmocnieniu! Wyższych harmonicznych w takim przebiegu - jak maku w korcu! Nie sposób też zauważyć że pik odpowiadający dodatniej połówce sygnału jest również dość ostry: tam wzmacniacz wcześniej wchodzi w nasycenie. Przy tym samym napięciu co poprzedni, mimo dwukrotnie mniejszych rezystorów emiterowych. Podążamy teraz utartą już ścieżką, zmniejszając napięcie na wyjściu. Niestety zrobiłem to niezbyt starannie, i nie zauważyłem w porę że ustawiłem 17V zamiast 18V jak w poprzednim przykładzie, w wyniku czego moc wynosi nie 5 ale nieco mniej, bo trochę ponad 4,5W Niezbyt starannie ustawiłem też potencjometry kompensacyjne:

Znikło przesterowanie dolnej połówki (teraz oba piki zniekształceń wyglądają podobnie) ale nadal wykres nie mieści się na ekranie przy maksymalnej czułości. Jest zatem prawie 90mVpp zniekształceń przy 17Vpp sygnału, zatem stosunek jednego do drugiego wciąż jest dość wysoki i przekracza 0,5% Teraz - zjeżdżamy z napięciem do 15Vpp, jak to było i poprzednio:

i wreszcie udało się zmieścić zniekształcenia przy maksymalnej czułości kanału. Plasują się one nieco poniżej 80pp. Teraz można uznać że współczynik spadł nieco poniżej 0,5%. Zmniejszamy teraz napięcie wyjściowe do 10Vpp, a efekt poniżej:

Tym razem kompensacja ustawiona że mucha nie siada, napięcie zniekształceń wynosi 50mV pp, zatem współczynnik trzyma się granicy 0,5% i przy mocy wynoszącej 1/4 mocy uznanej za maksymalną wciąż jest większy niż w zbudowanym przeze mnie wzmacniaczu przy pełnej mocy. A piki odpowiadające przejściu z BD354C na BC177A/BD354C i odwrotnie wciąż pozostają ostre, wyższe harmoniczne nie ustępują. A przy jeszcze niższym napięciu wyjściowym mianowicie 5Vpp?

Można wręcz odnieść wrażenie że napięcie zniekształceń spadło nawet nieco mniej niż napięcie wyjściowe. Nie ma zatem na razie perspektyw na to aby zniekształcenia spadły poniżej 0,5%. Nie ma wyboru, trzeba próbować dalej.

Zostało już tylko 2,5Vpp napięcia wyjściowego, było to najniższe napięcie przy którym badany był wzmacniacz zbudowany zgodnie z zasadami sztuki, i tam trzeba było spowolnić podstawę czasu aby było cokolwiek widać na wykresie zniekształceń. A tu? Wciąż jeszcze 15mVpp, więc ich stosunek względem napięcia wyjściowego ani myśli maleć. I wciąż te ostre piki, tak silne że mogą maskować inne rodzaje zniekształceń jeżeli takowe występują. Przy jeszcze niższych napięciach zaczyna rwać się synchronizacja, zatem trzeba było zwiększyć czułość oscyloskopu w kanale napięcia wyjściowego, wykorzystywanego do synchronizacji. Zwiększyłem ją dziesięciokrotnie (na 0,5V/div) i przy napięciu wyjściowym 0,5Vpp (a więc przy mocy wyjściowej wynoszącej już tylko... 3,82mW (miliwata!!!) sytuacja wyglądała tak:

I teraz już jest jasne, że zniekształcenia nie tylko nie zmalały, ale nawet wyraźnie wzrosły: mniej więcej do 1% Do asymetrii wzmocnienia końcowego wtórnika dla obu połówek dochodzi jeszcze asymetria konfiguracji, przynajmniej sobie tak wstępnie to tłumaczę. Przyznam że tak złego wyniku się nie spodziewałem.
Dopiero po dalszym obniżeniu napięcia wyjściowego do 200mV zniekształcenia wydatnie zmalały, choć trudno je teraz dokładniej oszacować. "Dolny" tranzystor BD345B w układzie Sziklay'ego włącza się do pracy już tylko na krótko, pracuje w dolnej połówce głównie BC177A i wzmocnienia dla obu połówek się z grubsza wyrównują:

Powyższą hipotezę zdaje się potwierdzać sytuacja przy jeszcze niższym napięciu wyjściowym, wynoszącym już tylko 100mVpp. Przypominam: podobną postać przyjmowały zniekształcenia w moim wzmacniaczu... przy 2.5Vpp:

Więcej prac nad bidakami chwilowo nie planuję, choć wala mi się jeszcze kompletna stereofoniczna końcówka od ZK146, znów żywcem zerżnięta z pozostałych (rezystory emiterowe aż 1,8 oma i jeszcze inny rezystor w sprzężeniu zwrotnym, bo 33 omy zamiast 36, 82 lub 160 omów i z 2N3054 w miejsce BD354; musiałbym do nich przyszyć na siłę BDX16 ponieważ BDX14 nie mam), Więc chyba kolejna przebudowa dla samego eksperymentu nie ma już sensu, wyniki nie powinny znacząco się różnić. Tym bardziej że próby z kośćmi także zapowiadają się interesująco; przebadałem już UL1480P ale pochwalę się tym chyba dopiero jutro. Poza UL1481T i jak je znajdę, to także UL1440T sprawdzę jeszcze obowiązkowo piękne ale o problematycznej użyteczności UL1403L kupione kiedyś wraz z płytką (NOS!) od gramofonu WG-580. Te interesują mnie szczególnie, ponieważ mam Pioniera Stereo z mocniejszymi ale konstrukcyjnie identycznymi UL1405L. Na temat bidaków chyba wszystko już zostało powiedziane, i kto ma chęci i możliwości - może je sobie przebudować tak jak powinny być zrobione od początku. A jak kto nadal uważa że tak jak było jest dobrze? Cóż, jeden lubi wąchać kwiatki a drugi jak mu skarpetki śmierdzą...

[Romekd]

Witam.
Tomku, dziękuję za przedstawione wyniki pomiarów. Pokazały, że oscyloskopowa metoda pomiaru zniekształceń była skuteczna, choć jej dokładność ograniczała czułość wejścia oscyloskopu i sposób interpretacji uzyskanych wyników. Sam ją kiedyś stosowałem i uważałem za bardzo ciekawą, choć na obecne czasy dość archaiczną. Obecnie do sprawdzania urządzeń wyższej klasy byłaby nieprzydatna, gdyż zniekształcenia nieliniowe, które wprowadza ten sprzęt często są niższe od 0,01%. Współczesne karty pomiarowe pozwalają błyskawicznie zmierzyć poziomy zniekształceń nieliniowych, których wartości potrafią być o kilka rzędów wielkości niższe, a poza tym ich pasmo pomiarowe można dowolnie ustawić, pod warunkiem, że zmieścimy się w paśmie przenoszenia wzmacniaczy i przetworników w karcie pomiarowej. Poza tym zniekształcenia daje się mierzyć nawet dla mocy wyjściowej liczonej w pojedynczych miliwatach.
Swoimi doświadczeniami pokazałeś, że wzmacniacz stosowany w kilku polskich magnetofonach i radiach dało się zrobić lepiej, w co akurat nikt chyba nie wątpił.
Do testów wybrałeś niestety (mam nadzieję, że była to kwestia przypadku, a nie przemyślanego działania; zawsze mogłeś zwiększyć wartość rezystora z 36 Ω do 180 Ω i wtedy miałbyś wzmacniacz o parametrach jak w magnetofonie M-2405S) wzmacniacz o największym wzmocnieniu napięciowym, przez co i największych zniekształceniach nieliniowych. Poza tym można było podnieść nieco wartość prądu spoczynkowego, by już dla małych mocy wyjściowych płynął prąd również przez tranzystor T10.
Weź pod uwagę, że konstrukcja tych wzmacniaczy powstała gdy dostępność krzemowych tranzystorów mocy o przewodnictwie NPN była większa niż tranzystorów PNP, a same tranzystory NPN większych mocy były też dużo tańsze. Wymagania co do parametrów wzmacniaczy w popularnych sprzętach audio w tamtych czasach też były inne... Sądzono, że zniekształcenia nieliniowe na poziomie mniejszym od 1% są już bardzo niskie, gdyż porównywano je do zniekształceń wprowadzanych wcześniej przez wzmacniacze lampowe. Sprzęt pomiarowy, którym dysponowały wtedy tylko duże ośrodki badawcze i uczelnie techniczne, pozwalał mierzyć poziomy jedynie drugiej i trzeciej harmonicznej oraz dodatkowo sumę wszystkich zniekształceń w paśmie do 20 kHz lub góra 100 kHz. Pod koniec lat 70. mieliśmy na dodatek pogłębiający się coraz bardziej kryzys gospodarczy, więc brakowało praktycznie wszystkiego. Ja w tamtym czasie (druga połowa lat 70.) miałem może ze słoik po dżemie tranzystorów BD254B i BD354B i zaledwie kilka sztuk tranzystorów BD355A (BDAP55A). Miałem też 2N3055 i słyszałem, że już są, choć wtedy nigdy nie miałem ich w rękach, tranzystory do nich przeciwstawne, o oznaczeniu 2N2955.
Tomku, trąbiąc wszędzie i bez przerwy, jakie to parszywe były te bida-wzmacniacze w polskich magnetofonach, plujesz w twarz ludziom, którzy w tamtych czasach posiadali te urządzenia i cieszyli się brzmieniem muzyki, jaką te sprzęty odtwarzały. Swoimi wypowiedziami sugerujesz, że tego po prostu nie dało się słuchać i jeśli ktoś myśli inaczej niż Ty, musi być albo zupełnie głuchym, albo też głupim, że nie rozpoznał, że wewnątrz jego sprzętu znajdowała się taka paskudna "kupa"... Większość sprzętów audio miało w tamtych latach końcówki mocy, które wprowadzały dość znaczne poziomy zniekształceń nieliniowych. Kultowe amplitunery Hi-Fi, jak "Merkury" czy "Elizabeth", oraz magnetofony "Finezja" (nie każdy a tamtym czasie miał środki finansowe, by dokupić do niego zewnętrzny wzmacniacz) miały właśnie takie zniekształcenia, bo postęp w tej materii dopiero się dokonywał, a Polska myśl techniczna była daleko w w tyle za techniką światową (np. Japońską)... Poza tym zachwalasz marne układy scalone (UL149x, UL1481, UL1482, UL1440T), z których większości nigdy osobiście nie testowałeś, a których parametry mogą być nawet znacznie gorsze niż tych krytykowanych przez Ciebie wzmacniaczy bida-komplementarnych...

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Jeszcze raz przy pomocy oscyloskopu sprawdziłem niektóre parametry wzmacniacza UL1440T. Tym razem, zgodnie z sugestią Tomka włączyłem oscyloskop przed kondensatorem, separującym składową stałą z wyjścia układu scalonego (pomiar DC). Twierdzenie, że na wyjściach układów scalonych powinniśmy mieć połowę wartości napięcia zasilania jest nieprawdziwe, podobnie jak zakładanie, że sygnał wyjściowy zawsze symetrycznie ulega przesterowaniu. Nie pozwala na to rozrzut parametrów scalonych rezystorów oraz rozrzut parametrów tranzystorów w krzemowej strukturze układu, szczególnie tak archaicznego jak testowane tu scalone stopnie mocy UL1481 i UL1440T. Poniżej oscylogramy napięcia wyjściowego dla częstotliwości 1 kHz, przy zasilaniu układu napięciem 16 V (mierzonym bezpośrednio na wyprowadzeniu układu scalonego) i obciążeniu jego wyjścia rezystorem 3,95 Ω. Dla tych warunków moc wyjściowa przy zniekształceniach całkowitych 1% wyniosła 3,6 W, dla zniekształceń 3% miała wartość 4,8 W, a dla zniekształceń nieliniowych 10% osiągała 5,9 W.

-
Kolejne badania układów UL1481 oraz UL1440 przeprowadzę już przy pomocy sprzętu komputerowego, co pozwoli ocenić poziomy zniekształceń nieliniowych i intermodulacyjnych, które wnoszą te popularne niegdyś scalone "kostki".

Pozdrawiam
Romek

[Vic384]

Czesc
Ja chcialbym podziekowac za piekne zdjecia sinusoidy przy 10% znieksztalcen. Kilka lat temu podobne zdjecia pokazal kolega Krzem i byly one dla mnie wzorcem, a teraz potwierdzilo sie, ze "pokazywaly prawde". Jak widac, to splaszczenia wierzcholkow sinusoidy dla 10% znieksztalcen, wynosza 40% dlugosci calego przebiegu - sinusoidy. Ja mierzac moc wyjsciowa zakladalem splaszczenia na poziomie 25 do 30% dlugosci sinusoidy.
Pozdrowienia

[Romekd]

Ja chcialbym podziekowac za piekne zdjecia sinusoidy przy 10% znieksztalcen. Kilka lat temu podobne zdjecia pokazal kolega Krzem i byly one dla mnie wzorcem, a teraz potwierdzilo sie, ze "pokazywaly prawde". Jak widac, to splaszczenia wierzcholkow sinusoidy dla 10% znieksztalcen, wynosza 40% dlugosci calego przebiegu - sinusoidy. Ja mierzac moc wyjsciowa zakladalem splaszczenia na poziomie 25 do 30% dlugosci sinusoidy.

Podawanie przez firmy maksymalnej mocy wyjściowej przy zniekształceniach 10 % uważam za chwyt marketingowy. Przy takich zniekształceniach urządzenia w ogóle nie dałoby się słuchać. No ale ładnie wygląda coś takiego w tabelkach not katalogowych. Równie ciekawie wyglądałyby parametry pełnej mocy, ale dla fali prostokątnej, gdyż sama moc byłaby o prawie 100% wyższa od rzeczywistej (mierzonej przy przyzwoitym poziomie zniekształceń nieliniowych dla sygnału sinusoidalnego), przy sprawności elektrycznej przekraczającej 90%.
Wczoraj przeprowadziłem kolejne testy układów UL1481T (TBA810AS) oraz UL1440T. Obserwacje prowadziłem dla napięć zasilających 20 V i 24 V, przy obciążeniu układów sztucznym obciążeniem o rezystancji 8 Ω. Dla UL1481T druga z wartości napięć zasilających przekraczała już znacznie maksymalną dopuszczalną dla tego układu wartość, ale kilkugodzinne katowanie w takich warunkach zniósł on bardzo dobrze, grzejąc się nawet mniej (oddawał więcej mocy) od UL1440T, pracującego przy tym samym napięciu zasilania.
Poniżej oscylogramy dla układu UL1440T, pracującego z napięciem zasilania 20 V przy częstotliwości 1 kHz i zniekształceniach nieliniowych 1%, 3% i 10% (obciążenie 8 Ω).

-
Oraz oscylogramy dla układu UL1481, pracującego w tych samych warunkach (Uz=20 V, obciążenie 8 Ω).

-
Następne oscylogramy dla układu UL1440T, ale pracującego z napięciem zasilania 24 V.

-
Oraz moim zdaniem znacznie lepsze wyniki dla układu UL1481T dla napięcia zasilania 24 V i obciążenia 8 Ω.

-
-
Pod względem pasma przenoszenia oba układy zachowywały się podobnie. Dolna granica dla spadku -3 dB wynosiła 12 Hz, dla spadku -1dB wynosiła 23,7 Hz, a górna dla spadku -3 dB osiągała 36,2 kHz, a przy spadku -1 dB wynosiła 19,9 kHz. Przebieg sygnału wyjściowego dla sterowania wejścia sygnałem prostokątnym o częstotliwości 20 kHz dla obu układów był identyczny.

-
Przy częstotliwości fali prostokątnej równej 50 kHz uzyskałem dla obu układów przebieg widoczny na załączniku poniżej.

-
Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Witam.
Wczoraj skończyłem przygotowywanie materiałów do postu. Przetestowałem trzy układy scalone UL1440T, w tym dwa zakupione niedawno na znanym portalu aukcyjnym i jeden kupiony przeze mnie kilkadziesiąt lat temu w sklepie z podzespołami (niestety używany i ostatni z moich starych zapasów). Miałem problem z potwierdzeniem ich sprawności, gdyż badania tych elementów dały bardzo słabe wyniki, ale wypadły one tak źle dla wszystkich trzech egzemplarzy, czyli albo były to podzespoły tak marne, albo miałem pecha i trafiły mi się trzy wadliwe egzemplarze, co jednak jest mało prawdopodobne. Pomiar układów wykazał duży poziom zniekształceń nieliniowych (THD), intermodulacyjnych (IMD), w tym również transientowych (TIM/DIM) w sygnale wyjściowym, a także nieco mniejszą moc maksymalną, niż ta podawana przez producenta w nocie katalogowej. Badanie układów przeprowadziłem dla napięcia zasilającego 18 V i przy obciążeniu wyjścia rezystancją 4 Ω oraz 8 Ω. Poniżej oscylogramy dla obciążenia 4 Ω przy kilku poziomach mocy wyjściowej dla jednego z trzech układów (o średnich parametrach).

-
-
Przy zwiększeniu rezystancji obciążenia do 8 Ω wyniki były już znacznie lepsze, choć nadal dość marne

-
W kolejnym poście przedstawię wyniki pomiaru zniekształceń intermodulacyjnych, uzyskanych przy zastsowaniu trzech najbardziej popularnych metod ich badania.

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Zanim przedstawię inne typy zniekształceń wprowadzanych przez kostki UL1440T, dla porównania pokażę wyniki pomiarów zniekształceń nieliniowych przy f=1 kHz najlepszego z czterech przebadanych przeze mnie układów UL1481T, a właściwie oryginalnego TBA810AS, gdyż ten okazał się jednak lepszy od wyrobów CEMI, które miałem w swoich zbiorach. Badania przeprowadzone przy tym samym napięciu zasilania (18 V), dla układu zamontowanego na płytce wzmacniacza z ostatniej wersji magnetofonu M-2405S, przedstawionej na zdjęciu w którejś z moich wcześniejszych wypowiedzi.
Zacznę od wyników uzyskanych dla wyjścia obciążonego rezystorem 4 Ω.

-
-
Oraz pomiary przeprowadzone przy obciążeniu wyjścia rezystorem 8 Ω.

Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Prezentację zniekształceń IMD dla dwóch sygnałów sinusoidalnych o częstotliwościach 250 Hz i 8 kHz (metoda SMPTE; stosunek amplitud 4:1) zacznę od układu UL1440T, obciążonego rezystorem o oporności 4 Ω i zasilanego napięciem stabilizowanym 18 V.

-
-
I dla układu obciążonego rezystorem 8 Ω.

-
Pozdrawiam
Romek

[Romekd]

Poniżej wyniki pomiarów tą sama metodą co w poprzednim poście, ale dla układu UL1481T (TBA810AS) obciążonego rezystorem 4 Ω i zasilanego napięciem stabilizowanym 18 V.

-
-
Nadal te same warunki i typ testu, ale dla układu UL1481T (TBA810AS) obciążonego rezystorem 8 Ω.

-
Pozdrawiam
Romek