Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Dział poświęcony nielampowym urządzeniom, układom i elementom "retrotechnicznym"

Moderatorzy: gsmok, Romekd, tszczesn

Tomek Janiszewski
3125...6249 postów
3125...6249 postów
Posty: 3206
Rejestracja: śr, 19 listopada 2008, 15:18

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: Tomek Janiszewski » pt, 7 kwietnia 2017, 12:53

Romekd pisze:Zastosowałem quasi-komplemtarny układ z tranzystorami 2N3055 jako wyjściowymi
A sterujące jakie, BC211/313 czy BD139/140? Zastosowane przeze mnie BDY58 mają w krytycznych warunkach betę powyżej 100 oraz ft=10MHz, toteż wystarczyły te pierwsze, dla pewności selekcjonowane na napięcie przebicia UCE0.
Tomku, chyba trochę przesadzasz z tym wysokim poziomem nieparzystych harmonicznych,
BBC na szczęście nie zostało opanowane przez audiofilów. :wink: Oni nie czynili rozróżnienia na parzyste i nieparzyste harmoniczne, lecz jedynie na ich rząd. Nieważne że nie ma 29 harmonicznej, ważne że 28 jest zauważalna. Liczy się kwadrat rzędu, i to rzeczywiście tłumaczyłoby dlaczego trzecia jest gorsza od drugiej, ale już 28 powinna być o wiele gorsza od piątej.
Jeżeli odetniemy ten wykres poniżej np. -100 dB (chyba nikt nie usłyszy zniekształceń mniejszych od 0,00001% :wink:
Jeżeli ściśle traktować wnioski jakie wysnuto w BBC - okazuje się że stłumiona o 80dB (0.01%) dziesiąta harmoniczna wywiera niemal równie zły wpływ na jakość dźwięku jak druga, stłumiona tylko o 50dB (0,3%). Jeszcze gorszy wpływ wywierają harmoniczne szósta i ósma, zaś dwudziesta stłumiona o 90dB (do 0.003%!) psuje dźwięk tak samo skutecznie jak druga. Kryterium ustanowione przez BBC ma solidne podstawy teoretyczne: im wyższy rząd nieliniowości (znów bez znaczenia parzysty czy nieparzysty), tym większe stają się możliwości najrozmaitszych kombinacji między wieloma składowymi sygnału fonicznego. Intuicyjnie też jest oczywiste, że zbliżając palec do pracującego głośnika bez trudu usłyszymy gdy membrana zacznie stukać o paznokieć, gdy tymczasem kawałek miękkiej szmaty tak łatwo słyszalnego efektu nie da.
W ogóle nie odniosłeś się do podanych przeze mnie wartości zniekształceń nieliniowych, wprowadzanych przez głowicę, taśmę, tory zapisu i odczytu.
To są zniekształcenia raczej miękkiej natury, a zatem niskiego rzędu. Podobnie jak zniekształcenia generowane przez łagodnie zatykające się w klasie AB lampy, zniekształcenia nieliniowe wywoływane zniekształceniami fazowymi toru radioodbiorczego FM czy też zniekształcenia wywoływane nierównolegością prowadzenia adaptera gramofonowego. Chyba niewiele jest konstrukcji zawierających adapter zawieszony na pantografie, zapewniającym styczne prowadzenie adaptera do rowka płyty?
Po co wzmacniacz o zniekształceniach np. 0,05% (lub jeszcze mniejszych) do urządzenia, w którym pozostała część tego urządzenia generuje zniekształcenia, i to nie tylko harmoniczne, na poziomie kilku procent, chyba że jestem w błędzie i możesz zweryfikować podane przeze mnie wartości?
Właśnie z uwagi na kryterium wypracowane przez BBC IMHO zawsze warto walczyć z "ostrymi" zniekształceniami wzmacniaczy tranzystorowych, powstających zarówno w stopniach mocy klasy AB, gdy rezystory emiterowe mają znaczną wartość, czy też wtedy gdy wzmocnienia dla obu połówek sygnału znacznie się różnią.
Nie sądzisz, że próba dążenia do doskonałości w konstrukcji stopnia mocy do popularnego magnetofonu klasy "standard" byłaby co najmniej lekką przesadą?
Jeżeli za "doskonały" uznajesz stopień mocy radioodbiornika "Jubilat" a nawet "Fagot", gdzie przynajmniej nie pożałowali prawdziwej pary komplementarnej, zamiast uciekać się do struktury bida-komplementarnej która rozpełzła się po polskim sprzęcie klasy znacznie wyższej niż tamte klocki... :oops:
No właśnie, mimo różnych ilości tranzystorów wzmacniających połówkę górną i dolną (u góry pojedynczy tranzystor T9, na dole T8 i T10 w układzie Darlingtona), różnych wzmocnień prądowych, napisałeś, że "napięcia strat dla dolnej i górnej połówki powinny być jednakowe".
Przede wszystkim nie Darlingtona lecz Sziklayego. Co prawda tutaj nie ma to znaczenia, bowiem złożony tranzystor znajduje się od strony układu bootstrap a nie stopnia sterującego. Liczyłem sumę wszelkich spadków na drodze od zasilania do obciążenia. Tutaj dla obu połówek mamy po jednym rezystorze emiterowym, jednym złączu przewodzącym, i jednym nasyconym tranzystorze, toteż spadki napięć okazują się zbliżone.
Czyli może autor tego rozwiązania nie był aż takim "ignorantem", jak go oceniasz... :wink:
Nie, za ignorancję mogę uważać conajwyżej bezpodstawne wyciąganie zbyt daleko idących wniosków.
Nie wiem dlaczego, ale na cztery wzmacniacze właśnie w takiej konfiguracji zawsze pierwsza przesterowaniu ulegała u mnie górna połówka, choć różnica w amplitudach dla "dołu" i "góry" była niewielka.
Przyczyn może być wiele. Różne napięcia nasycenia i przewodzenia tranzystorów pnp i npn, rozrzuty rezystorów emiterowych, niedokładne ustawienie symetrii napięcia stałego na wyjściu, a nawet i nieliniowość (taka "miękkiej natury") stopni poprzedzających, w wyniku których jedna z połówek sygnału zostaje lekko uwydatnina względem drugiej i ona to ulega jako pierwsza obcięciu, tym razem już takiemu "twardemu", łatwo widocznemu na oscyloskopie i bardzo przykro słyszalnemu.
Szkoda, że ciągle brakuje czasu, ale jak tylko znajdę chwilę, spróbuję dodać dodatkowy tranzystor do T9, tworzący z nim Darlingtona i ponownie sprawdzę jak zachowuje się wzmacniacz i jakie wnosi po zmianach zniekształcenia nieliniowe (na pewno góra sinusoidy przesteruje się wtedy jeszcze szybciej).
Mnie faktycznie szkoda byłoby na to czasu, bowiem wynik jest wówczas do przewidzenia: taki jak napisałeś. Tym razem nie będzie to kwestia kilkudziesięciu mV, lecz jakiegoś 0,7V, tyle ile wyniesie napięcie przewodzenia dodatkowego tranzystora. Co innego gdyby taki układ quasi-komplementarny jaki wówczas otrzymasz miał stopień sterujący w układzie Sziklay'ego od strony stopnia sterującego, Darlingtona zaś - bootstrapu. Innymi słowy: gdyby tranzystory mocy miały ten sam przewodnictwa co stopień sterujący. Musiałbyś zatem przenicować cały wzmacniacz na przeciwne napięcie zasilania, lub zastąpić parę BD354 - parą BD355, choć to ostatnie wyglądałoby cokolwiek sztucznie. W obu tych przypadkach uzyskałbyś równie małe straty napięcia jak obecnie, natomiast wzmocnienie prądowe dla obu połówek uległoby wyrównaniu, oczywiście pod warunkiem sparowania zarówno tranzystorów komplementarnych jak i końcowych.
Może znajdę gdzieś w swoich zbiorach BD355 i wstawię zamiast T9, tworząc z dodatkowym tranzystorem NPN parę Sziklaiego. Jak coś takiego wpłynie na zniekształcenia?
Na zniekształcenia powodowane przez nierówność wzmocnienia prądowego - tak samo jak zastąpienie układu bida-komplementarnego quasi-komplementarnym. Można się przy tym spodziewać pewnego osłabienia parzystych harmonicznych, dzięki temu że dla obu połówek sygnał będzie przechodził tylko przez jedno złącze, a nie przez jedno dla jednej a dwa dla drugiej. Ale to będzie raczej słaby zysk, z uwagi na prądowy charakter sterowania stopnia końcowego.
I na koniec może uda się przebadać ten wzmacniacz po zmianie stopnia wyjściowego na w pełni komplementarny... :roll:
Tylko nie zapomnij zastosować BC313 w miejsce BC177 w stopniu sterującym i zmniejszyć rezystor w bootstrapie, bo znowu będzie że prądu dla ujemnej połówki nie starcza :lol: Chyba że masz na myśli układ pełnokomplementarny na dwóch Darlingtonach BC107/BD354 oraz BC177/BD355. On niestety pod względem wykorzystania napięcia zasilającego będzie równie niekorzystny jak układ quasi-komplementarny ze tranzystorem sterującym przeciwnego typu przewodzenia niż tranzystory mocy, za to będzie miał cenną zaletę w postaci zastąpienia oddzielnych rezystorów baza-emiter przy tranzystorach końcowych - jednym wspólnym rezystorem spinającym ich bazy, bez kontaktu z emiterami. Zapobiegnie to "przeciąganiu" prądu w tranzystorze który powinien się wyłączyć ("przeciąganie" to jest widoczne na oscyloskopie w postaci charakterystycznego "ząbka" pojawiającego się przy większych częstotliwościach) przy czym dowolnie mała wartość tego rezystora nie będzie negatywnie wpływać na wzmocnienie. Ograniczeniem jest tylko grzanie się wejściowej pary komplementarnej. Można też udoskonalić wówczas układ stabilizacji prądu spoczynkowego, stosując dwa tranzystory komplementarne połączone emiterami w szereg, i dołączając bazy bezpośrednio lub przez dzielnik o niewielkim stopniu podziału bezpośrednio do baz tranzystorów końcowych, zamiast jak to się zwykle robi - do baz tranzystorów poprzedzających, przez dzielnik o stopniu podziału zbliżonym do dwóch. W efekcie nagrzewanie się tranzystorów wejściowych nie będzie wpływało na stabilność końcówki mocy. Dalszy krok, mianowicie usunięcie rezystorów emiterowych daje już najprostszą realizację wzmacniacza klasy Super A, w którym nie dochodzi do całkowitego zatykania się tranzystorów końcowych, bowiem stały okazuje się iloczyn ich prądów, a nie suma (póki oba przewodzą) jak to jest w obecności rezystorów emiterowych. Taka klasa skutecznie redukuje harmoniczne wyższego rzędu, wymaga jednak dużej ostrożności przy projektowaniu i uruchamianiu. Zwłaszcza z BD354/355 które są bardzo wrażliwe na drugie przebicie, i mają znaczną oporność termiczną. Nawet krótkotrwałe osiągnięcie mocy strat kilku watów przy napięciu kolektor - emiter przekraczającym 10V prowadzi do ich zniszczenia, zanim jeszcze obudowy zdążą się nagrzać.
Oba tranzystory są odizolowane od radiatorów podkładkami mikowymi. Poza tym radiatory zostały podłączone z masą w sposób bardzo pewny - śruby mocujące zostały zalutowane ze ścieżkami masy :wink:
Ale przyznasz że daleko nie w każdej konstrukcji spotyka się te rezystory? A one przyczyniają się do dodatkowych strat napięcia od zasilania do wyjścia; tutaj również i one mogły mieć wpływ na pojawienie się niewielkiej niesymetrii obcinania.
W tej wersji rezystory mają oporność 1 Ω, natomiast w stopniach mocy magnetofonu "FINEZJA" ich wartość zwiększono do 1,8 Ω ("Finezja" mogła współpracować z głośnikami o minimalnej impedancji 8 Ω, a w przypadku M2405S minimalna impedancja zewnętrznych głośników mogła wynosić 4 Ω).
Ogromnie dużo! Taki np. wzmacniacz Philipsa z którego wywodzi się kultowy układ na 2N3055 publikowany w "MT" przy obciążeniu 4Ω miał rezystory emiterowe po 0,39Ω i takie też zastosowałem w swoim. No ale przy tak prymitywnym układzie polaryzacji dziwić to nie powinno. Poza tym Finezja podobnie jak M531S miała radiatory z lichej, zaledwie milimetrowej blaszki.
Przy obciążeniu 4 Ω moje układy oddawały maksymalnie ponad 10 W mocy ciągłej (przy napięciu zasilania 25 V), choć wówczas z rezystorów emiterowych zaczynało się już dymić.
Gdyby zastosowali lepszy układ stabilizacji prądu spoczynkowego, to wystarczyłyby mniejsze rezystory i nic by się nie dymiło... :oops:
Ostatnio zmieniony pt, 7 kwietnia 2017, 18:00 przez Tomek Janiszewski, łącznie zmieniany 1 raz.

Awatar użytkownika
Romekd
moderator
Posty: 3950
Rejestracja: pt, 11 kwietnia 2003, 23:47
Lokalizacja: Zawiercie

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: Romekd » pt, 7 kwietnia 2017, 13:21

Tomek Janiszewski pisze:O.K. cofam to co napisałem. Poprawiam: nasze asy myśli technicznej nie odważyły się poprawić oczywistego błędu. A po to aby wyobrazić sobie możliwe następstwa jakie on niesie - porównajmy maksymalne wartości chwilowej mocy strat jaka w każdym przypadku się wydziela w tranzystorach końcowych. Ma to miejsce wówczas gdy połowa napięcia przypada na tranzystor, połowa zaś - na obciążenie. To ostatnie składa się z 4Ω impedancji głośnika, oraz 0,5Ω rezystora emiterowego, razem 4,5Ω.
W poprawnie zbudowanym wzmacniaczu, gdzie napięcie spoczynkowe na wyjściu wynosi połowę napięcia zasilającego, tj. 10V największa moc w tranzystorach wydziela się gdy na Adetkę i obciążenie przypada po 5V. Prąd obciążenia wynosi wówczas 5V/4.5Ω=1,111A, moc tracona w dowolnej z Adetek - 1,111A*5V=5.556W.
We wzmacniaczu magnetofonu ZK140T gdzie spoczynkowe napięcie na wyjściu wynosi 6,3V moc tracona w AD162 osiąga maksimum dla napięcia na obciążeniu (i tranzystorze) równego 6,3V/2=3.15V. Prąd obciążenia wynosi wówczas 3,15V/4,5Ω=0.7A, moc tracona - 0,7A *3.15V=2,205W.
Dla AD161 moc tracona osiąga maksimum przy napięciu na obciążeniu (i tranzystorze) równym (20V-6,3V)/2=6,85V. Prąd płynący przez obciążenie wynosi 6,85V/4,5Ω=1,522A, moc tracona - 6,85V*1.5222A=10,427W. Tak więc AD161 jest w magnetofonie ZK140T o wiele bardziej narażony na zniszczenie (wskutek drugiego przebicia, co objawia się zwarciem kolektora z emiterem, przy zachowanych właściwościach prostujących obu złącz) niż dowolny z tranzystorów w poprawnie zaprojektowanym układzie zasilanym z takiego samego napięcia, mimo że poprawnie zaporojektowany układ pozwolilby uzyskać przeszło dwu-i -półkrotnie większą moc na tym samym obciążeniu 4Ω (9,3W vs. 3,55W).
To nikskie napięcie na wyjściu faktycznie może wskazywać na duży błąd osoby, która projektowała układ, błąd następnie powielany w innych urządzeniach przez kolejne lata, co wydaje się wręcz nieprawdopodobne... :roll: Zastanawia mnie tylko jedna rzecz - jak zmienia się napięcie zasilające stopień końcowy przy pełnym jego wysterowaniu i obciążeniu? Stopień sterujący tego wzmacniacza zasilany jest przez rezystor 1,5 kΩ z zupełnie innego napięcia, otrzymywanego z oddzielnego zasilacza (40 V), którego napięcie nie spada po wysterowaniu końcówki m.cz. Jeżeli przy pełnym wysterowaniu wzmacniacza mocy napięcie, które ją zasila utrzymuje się na wartości 22 V, to tylko 8 V składowej stałej na wyjściu wzmacniacza stanowi ogromny błąd. Jeżeli jednak napięcie zasilania spada po wysterowaniu do np. 16...18 V, to krytykowane tak przez Was rozwiązanie wcale błędem nie jest. Zmierzył ktoś napięcie zasilające wzmacniacz w ZK140T przy maksymalnej mocy wyjściowej?

Pozdrawiam
Romek
α β Σ Φ Ω μ °C ± √ ² < ≤ ≥ > ^

Tomek Janiszewski
3125...6249 postów
3125...6249 postów
Posty: 3206
Rejestracja: śr, 19 listopada 2008, 15:18

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: Tomek Janiszewski » pt, 7 kwietnia 2017, 14:15

Romekd pisze:W wolnym czasie spróbuję zmierzyć wzmocnienia wszystkich tranzystorów końcowych, które pracowały w testowanych przeze mnie układach (zastosuję Twoją metodę)
Aż się dziwię dlaczego nie jest ona powszechnie znana. Nie tylko dobrze oddaje krytyczne pod względem wzmocnią warunki, jakie występują w rzeczywistym wzmacniaczu, ale też jest bardzo prosta w realizacji. Wystarczy miliamperomierz oraz źródło prądu stałego, lub napięcia stałego plus jeden rezystor dużej mocy. Tylko z tym rezystorem proponuję bardzo uważać, w czasach licealnych ku swej rozpaczy przewaliłem jeden po drugim dwa drogocenne wtedy (późne lata 70-te!) BD355. Pożyczony ze szkolnej pracowni fizycznej laboratoryjny rezystor (taki w metalowej puszcze z zaciskami od góry) miał tak dużą indukcyjność, że po odłączeniu miliamperomierza od bazy nastąpiło natychmiastowe drugie przebicie. :cry:
We wcześniejszym poście przedstawiłem pomiary zniekształceń pierwszego z posiadanych przeze mnie wzmacniaczy z M2405S (mocno przez kogoś "przegrzebanego", z powymienianymi tranzystorami). Drugi z układów (nie lutowany) wprowadzał większe zniekształcenia, mimo prawie identycznych wartości napięć stałych i płynących w różnych punktach układu prądów (na wyjściach obu płytek wstępowała niemal idealna połowa napięcia zasilającego).
Może trafił się jakiś wadliwy tranzystor? Pisałem już o przypadkach BC211 (i to nawet w grupie 16) które przy prądzie bazy liczonym w dziesiątkach uA nie wykazują żadnego prądu kolektora. Wyszło to na jaw przy budowie przetwornic dla LED-ów które nie chciały startować.
Może nieprecyzyjnie się wyraziłem :oops: , powinienem napisać: "W takim rozwiązaniu faktycznie tranzystorami wyjściowymi stałyby się VT10 i VT11, z tym, że dla "ujemnych" polówek sinusoidy wzmocnie prądu do włączania VT10 zapewniałyby jeszcze tranzystory VT9 i VT7".
Ale dla połówki dodatniej - również? To że wówczas spadkowi prądu w VT7 i VT9 towarzyszyłby wzrost prądu w VT11 nie oznacza że wzmocnienie byłoby inne niż dla połówki ujemnej, kiedy to prądu rosną zarówno w VT7 i VT9 jak i VT10.
Tranzystory VT7, VT9 i VT10 połączone są kaskadowo. Już włączanie się tranzystora VT6 powoduje wzrost prądu tranzystora VT7 (prąd bazy VT7 płynie przez złącze emiter-kolektor VT6 i nie ma tu jakiegoś specjalnego ograniczenia wartości tego prądu, czyli mógłby rosnąć nawet o kilka rzędów wielkości), wzrost prądu kolektora VT7 pociąga za sobą wzrost prądu płynącego przez tranzystor VT9, ten płynie przez bazę VT10 wywołując po wzmocnieniu odpowiednio większy prąd kolektora VT10.
A teraz powtórzę to samo dla połówki dodatniej.
Tranzystory VT7, VT9 połączone są kaskadowo. Także VT11 sprzężony jest galwanicznie z VT9. Już wyłączanie się tranzystora VT6 powoduje spadek prądu tranzystora VT7 (prąd bazy VT7 płynie przez złącze emiter-kolektor VT6 i w przypaku spadku prądu kolektora VT6 do zera spadnie do zera również prąd VT7. Spadek prądu kolektora VT7 pociąga za sobą spadek prądu płynącego przez tranzystor VT9, wtedy przez bazę VT10 płynie cały prąd jaki w spoczynku płynął przez kolektor VT9 oraz R26, wywołując po wzmocnieniu odpowiednio większy prąd kolektora VT10.
No a jak to się przekłada na całkowite wzmocnienie prądowe, od bazy T7 do obciążenia? Tak samo dla połówki ujemnej, z tym że do rozważań należy brać betę VT11 zamiast VT10. Wniosek jest oczywisty i nie będący żadnym odkryciem Ameryki: tranzystory VT10 oraz VT11 powinny być parowane, wtedy wzmocnienie będzie jednakowe. To że po drodze zmienia się kierunek wzmacnianego prądu (spadkowi prądu kolektora T9 towarzyszy spadek prądu VT11 nie ma znaczenia.
Wszystkie w tym połączeniu, dzięki ujemnemu sprzężeniu zwrotnemu (połączone emitery VT7 i VT10) służą wzmacnianiu prądu,
A jakie to niby znaczenie dla wzmocnienia prądowego ma fakt że emiter VT7 dołączony jest do wyjścia zamiast gdziekolwiek indziej? Znikomo mały, dokładnie równy iloczynowi bety VT9 oraz bety (ściślej mówiąc "gammy" tj, wzmocnią prądowego w układzie wtórnika) VT10. Nawet w układzie z diodą, gdzie "beta" VT10 wynosi 0 ("gamma" wynosi wówczas 1) wpływ takiego połączenia na wzmocnienie prądowe jest nieznaczny.
bo wzmocnienie napięciowe całej trójki, licząc od bazy VT7 po emiter VT9 (od punktu "B" do "C") wynosi około 1. Dla łatwiejszego przedstawienia tego o czym piszę, zmodyfikowałem nieco schemat, wyrzucając z niego górny tranzystor VT11 (zastąpiłem go rezystorem 100 ) i kilka rezystorów, bez których układ nadal działałby mniej więcej prawidłowo :wink:
Nie za bardzo rozumiem dlaczego akurat 100Ω i co ten rezystor miałby reprezentować - ale chyba nigdy nie kwestionowałem tego co piszesz poniżej?
Na schemacie zaznaczyłem trzy punkty, A, B i C. Całkowite wzmocnienie napięciowe zapewniają tranzystory VT4 i VT6, objęte ujemnym sprzężeniem zwrotnym z wyjścia wzmacniacza prądu (występuje ono między punktami A i B). Natomiast pozostała część układu, w takiej konfiguracji wzmacnia sygnał już tylko prądowo.
A z diodą w miejsce VT10 - to niby jak jest? Dokładnie tak samo! Zastosujesz zbyt duży R26 (lub VT11 o zbyt niskiej becie) - i żegnajcie straty na poziomie 1V!
Jeżeli jest "tak samo", to po co cokolwiek zmieniać :wink: Oczywiście żartuję... Jeżeli chcemy mieć mniejsze zniekształcenia, to układ musi być znacznie bardziej rozbudowany i koniecznie zawierać komplementarny stopień wyjściowy, to chyba oczywiste dla każdego. Tylko, że w radzieckim radyjku stanowiłoby to przerost formy nad treścią
A w czymże to tranzystor KT361 stanowi taki wyjątkowy element z wyższej półki, że jego obsadzenie również i w roli VT10 (a nie tylko w roli VT4 i VT7) stanowiłoby przerost formy nad treścią? Pary komplementarne stosowano wszak w "Zwiezdoćce" oraz "Elektronach (M, 2M), prostych zabawkowych radyjkach! Jak również i jednym z dorosłych już, ale również przenośnych Sokołów. Czy muszę po raz kolejny przypominać o korzyściach płynących z wyrównania wzmocnienia oraz zmniejszenia szczytowego prądu w T9 o dwa rzędy wielkości?
Przypomnę Ci, że ja w zmodyfikowanym układzie tego typu uzyskiwałem stratę napięcia na poziomie ok. 1 V w stosunku do wartości napięcia zasilania, w proponowanym przez Ciebie układzie uzyskiwałem 2 V straty, ale pewnie dałoby się ją zmniejszyć przez odpowiedni dobór komponentów.
Tak jak i w Twoim dałoby się straty zwiększyć do 2V a nawet więcej, przez nieodpowiedni dobór komponentów :lol:
Zniekształcenia przy niskich poziomach sygnału wynosiły 0,22%, czyli jak na takie radyjko były bardzo małe. Można się spierać czy 100 mW maksymalnej mocy wyjściowej, uzyskiwanej ze wzmacniacza odbiornika "Neywa-304" to nie za mało? Ale nikomu chyba takie radio nie służyło do nagłaśniania większych pomieszczeń, a jak do "osobistego" słuchania z odległości metra lub kilku, moc była aż nadto duża...

Tylko po co stosować aż 6 tranzystorów, skoro wystarczyłoby 5, a jakby zastąpić układ polaryzacji dwiema diodami, i zgodzić się na pracę z prądem spoczynkowym poniżej 1mA - wystarczyłyby 4? Zresztą przy pierwszych próbach miałeś prąd spoczynkowy liczony w mikroamperach, i jak przyznałeś - nie dyskwalifikowało to brzmienia.
Tu masz pełną rację, machnąłem się podczas analizy układu :oops:
Niestety nie tylko tutaj, że przypomnę tylko wziętą z czapy tezę o negatywnym wpływie układu polaryzacji "rozsuwającego" napięcia baz na wysterowalność.
Tu też muszę przyznać Ci rację. Dlatego ja w testowanym, zmodyfikowanym układzie zastosowałem diodę Schottky'ego, o spadku napięcia niecałe 0,3 V przy prądzie 0,5 A.
I właśnie wtedy uzyskałeś straty na poziomie 1V? O tym należało napisać od razu, aby było fair.
Widać przy mizernej, choć wystarczającej mocy radzieckiego "brzęczydełka", jego projektanci uznali argumenty, które przytoczyłeś, za zbędną "fanaberię" i nikt z użytkowników tego urządzenia nie miał do nich o to pretensji... :wink:
Przyczyna mogła być dużo bardziej prozaiczna. Nie mieli diody Schottky'ego podobnej do 1N5817, a popularna germanowa dioda prostownicza D7Ż (odpowiadająca z grubsza naszym DZG1-7) zajęłaby więcej miejsca od germanowego peta, nieporównanie zaś więcej od KT315.
Ta dioda naprawdę załącza się bardzo szybko. Poza tym w radzieckim "radyjku" z pasmem 200 Hz...4,5 kHz nie miało to znaczenia, o czym już parokrotnie wspomniałem.
Ano. Zwłaszcza zaś przy tak wąskim paśmie nie ma znaczenia ewentualna różnica w szybkości przełączania diody a włączonego na jej miejsce tranzystora pnp.
To akurat doskonale rozróżniam, ale to o czym piszesz działa świetnie gdy prąd płynący przez tranzystor sterujący jest znacznie większy od maksymalnych prądów pobieranych w szczytach przez bazy tranzystorów końcowych.
Ale co to znaczy "znacznie"? Pięciokrotnie czy dziesięciokrotnie, a może wystarczy aby był większy tylko o jakieś 20-30%?
Przy założeniu, że prąd tranzystora sterującego jest tylko równy maksymalnym prądom baz tranzystorów wyjściowych przy największym wysterowaniu
Co należało zmierzyć na samym początku, jeszcze przed wmontowaniem tranzystora do układu. Albo (przy produkcji seryjnej) wprowadzić wstępne selekcjonowanie. To wszystko jest nie do uniknięcia również w układzie neywowskim w odniesieniu do VT11. Bo gdyby i tam stosować znacznie przesadzony zapas prądu, to rezystor R26 musiałby mieć nie 1,5k tylko wielokrotnie mniej. I odbiłoby się to na obciążeniu baterii.
i w najbardziej niekorzystnych warunkach (spadek napięcia na baterii zasilającej układ,
Wtedy spadnie również maksymalny prąd jaki może popłynąć przez obciążenie, prawie dokładnie tak samo jak prąd stopnia sterującego. I jedno i drugie się zniweluje. Prosta reguła: rezystor w bootstrapie ma być beta razy większy od impedancji obciążenia, dla pewności zaś mniejszy od obliczonej wyżej wartości o ów 20-30 procentowy zapas.
spadek temperatury otoczenia, powodujący spadek współczynników wzmocnia prądowego tranzystorów końcowych,
Owszem, to trzeba uwzględnić, pytanie tylko czy kieszonkowe radyjko ma pracować w -50stopniach, czy też wystarczy 0 stopni, gdy spadek jest jeszcze niewielki.
podłączenie głośnika o niższej impedancji,
W Neywie??? To chyba wtedy jak w fabryce zabraknie chwilowo głośników 8 lub 10Ω , i wmontują 6Ω od radyjka dziecinnego Junost KP101 :lol: Ale i ta uwaga odnosi się w jednakowym stopniu do układu z diodą, jak i klasycznego układu komplementarnego. Zawsze najsłabszym punktem jeśli chodzi o wydajność prądową okazuje się tranzystor od strony bootstrapu.
zmiany wywołane tolerancją elementów i ich starzeniem się...) jest dla mnie półśrodkiem, strasznie upierdliwym w realizacji, bo wymagającym dobierania każdego podzespołu do potrzeb takiej aplikacji.
W jednym i drugim wypadku należy zastosować tranzystor od strony bootstrapu o dostatecznie dużym wzmocnieniu. A więc BC108C a nie BC107A. (względnie BC178B a nie BC178 VI). Coś takiego jak dobierane fabrycznie pary komplementarne funkcjonuje wszak od niepamiętnych czasów (ba, dobierano nawet Tegespięćdziesiątki dla transformatorowych stopni końcowych w "Koliberkach" i jakoś nikt nie uważał powyższego za strasznie upierdliwe w realizacji.
Taki bootstrap nie pełni dobrze swoich funkcji, bo prądy baz tranzystorów sterujących nie zmieniają się w sposób liniowy, podobnie jak napięcia na tych elementach (widziałeś przebiegi oscyloskopowe w moich postach).
To są nieliniowości na poziomie kilkunastu, z górą kilkudziesięciu procent, a nie kilkadziesiąt a niejednokrotnie kilkaset razy, gdy rolę tranzystora końcowego przejmuje dla dolnej połówki dioda! Ogólne USZ, i to niezbyt głębokie poradzi sobie z takimi nieliniowościami bez trudu.
Poza tym to taka realizacja układu jest do bani, gdyż ze wzrostem częstotliwości obciążenie układu sterującego pojemnościami elementów powoduje, że czasy narastania i opadania impulsów coraz bardziej się od siebie różnią (prądu z tranzystora zaczyna brakować tylko dla jednego z tranzystorów wyjściowych...). Widać to doskonale na pokazanych przeze mnie przebiegach, uzyskanych z zaproponowanego przez Ciebie układu (nie osobiście Twojego, bo to rozwiązanie jest ogólnie znane, jako jedno z wielu możliwych):
A czy ja polecałem ten układ do wzmacniania przebiegów prostokątnych o częstotliwości 1MHz, a nawet tylko 100kHz? I dlaczego w myśl powyższego kryterium nie jest do bani Neywa, mimo że obstawiona kondensatorami utrzymującymi w ryzach stabilność jak na razie zakończyła swoją karierę na 20kHz?
Czas narastania impulsów fali prostokątnej jest super, gdyż tranzystor sterujący może w razie potrzeby dostarczać do wyjściowych prądu o dużo większej wartości, ale prądu z rezystora bootstrapu ze wzrostem częstotliwości szybko zaczyna brakować i wychodzi taka "popelina" :? Rozwiązaniem mogłoby być znaczne zwiększenie wartości prądu (spoczynkowego) tranzystora sterującego, przez spore obniżenie wartości rezystora w bootstrapie, lub całkowita zmiana aplikacji na w pełni symetryczną.

Albo, jeśli nie chcemy popeliny nawet przy 1MHz - zastosowanie lepszych tranzystorów, może BF314/BF414? Albo któreś z rozlicznych BFR czy BFQ. Tylko komu by to było potrzebne?
Jednak by to wiedzieć trzeba dobrze rozumieć kierunki płynięcia prądu w układzie i ich wpływ na zachowanie się układu, o czym cały czas próbuję Ci powiedzieć (najwyraźniej nie mam daru przekonywania, niestety... :( ).
Jak już się mamy zacząć licytować na to kto ile razy się pomylił - będziesz bezkonkurencyjny. Jak na razie dobrze rozumiem który prąd w którą stronę płynie, i co się dzieje w układzie.

Pozdrawiam
Tomek
Ostatnio zmieniony pt, 7 kwietnia 2017, 15:15 przez Tomek Janiszewski, łącznie zmieniany 2 razy.

Awatar użytkownika
AZ12
3125...6249 postów
3125...6249 postów
Posty: 3876
Rejestracja: ndz, 6 kwietnia 2008, 15:41
Lokalizacja: 83-130 Pelplin

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: AZ12 » pt, 7 kwietnia 2017, 14:23

Witam
Tomek Janiszewski pisze:Albo, jeśli nie chcemy popeliny nawet przy 1MHz - zastosowanie lepszych tranzystorów, może BF314/BF414? Albo któreś z rozlicznych BFR czy BFQ. Tylko komu by to było potrzebne
Tranzystory od wzmacniaczy w. cz. nie nadają się do tego celu. Stosuje się w tym przypadku tranzystory przełączające jak np: BSX20. Oprócz dużej szybkości mają jeszcze niskie napięcie nasycenia kolektor-emiter.
Ratujmy stare tranzystory!

Tomek Janiszewski
3125...6249 postów
3125...6249 postów
Posty: 3206
Rejestracja: śr, 19 listopada 2008, 15:18

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: Tomek Janiszewski » pt, 7 kwietnia 2017, 15:06

Romekd pisze:To nikskie napięcie na wyjściu faktycznie może wskazywać na duży błąd osoby, która projektowała układ błąd następnie powielany w innych urządzeniach przez kolejne lata, co wydaje się wręcz nieprawdopodobne... :roll:
Podobnie nieprawdopodobny (aczkolwiek niewykluczony w 100%) jest brak u Grundiga głośników o pasujących gabarytach oraz impedancji innej niż 4Ω.
Zastanawia mnie tylko jedna rzecz - jak zmienia się napięcie zasilające stopień końcowy przy pełnym jego wysterowaniu i obciążeniu? Stopień sterujący tego wzmacniacza zasilany jest przez rezystor 1,5 k z zupełnie innego napięcia, otrzymywanego z oddzielnego zasilacza (40 V), którego napięcie nie spada po wysterowaniu końcówki m.cz.
Wcale nie z tak zupełnie innego. Oba te napięcia pochodzą z podwójnego uzwojenia z odczepami (prostowanie pełnookresowe dwudiodowe) nawiniętego na rdzeniu silnika. Zatem przy obciążeniu uzwojenia głównego spada również napięcie na uzwojeniu pomocniczym, o ile można je tak nazwać (z tegoż napięcia 40V zasilane są także stopnie napięciowe magnetofonu, którym z powodzeniem wystarczyłoby i 20V). Zasilanie stopnia sterującego podwyższonym napięciem to kolejna obok źródła stałoprądowego alternatywa dla bootstrapu. Spełniająca swoją rolę, ale trudno uważać aby niewątpliwa prostota takiego rozwiązania rekompensowała koszty dodatkowych uzwojeń (zwłaszcza na rdzeniu silnika, gdzie miejsca za dużo nie ma), prostownika i filtra. Robili silnik specjalnie pod ten magnetofon, czy może mieli już takowy, np. wykorzystywany w sprzęcie gdzie z 40V zasilane były stopnie wstępne na lampach nuwistorowych?
Jeżeli przy pełnym wysterowaniu wzmacniacza mocy napięcie, które ją zasila utrzymuje się na wartości 22 V, to tylko 8 V składowej stałej na wyjściu wzmacniacza stanowi ogromny błąd
Gorzej, bo 6,5V jak podaje ten oto schemat:
http://unitraklub.pl/node/10776
Jeżeli jednak napięcie zasilania spada po wysterowaniu do np. 16...18 V, to krytykowane tak przez Was rozwiązanie wcale błędem nie jest.

Tam podawane są dodatkowo wartości w trybie zapisu, kiedy to końcówka mocy pracuje w trybie generatora kasowania i podkładu. Napięcie zasilania spada wówczas do 20V, napięcie na wyjściu spada także nieznacznie (do 6,2V) Z uwagi na prosty jednostopniowy wzmacniacz sterujący objęty stałoprądowym USZ (wtórnika T6 nie traktuję jako osobny stopnień) pozbawiony przy tym rezystora emiterowego można przyjąć że końcówka mocy zachowuje się jak stabilizator napięcia, gdzie napięciem odniesienia jest suma napięć przewodzenia tranzystorów T6 i T7 stanowiących zarazem wzmacniacz błędu. To tłumaczy nieznacznie zmiany napięcia na wyjściu przy spadku napięcia zasilającego. Zwracam jednak uwagę że dla wystąpienia drugiego przebicia wystarcza jednorazowe wyjście poza obszar bezpiecznej pracy (tj. znaczna chwilowa moc tracona przy dostatecznie dużym napięciu) kiedy to napięcie na kondensatorze zasilacza nie zdąży jeszcze się obniżyć. Tymczasem Adetki, mimo jednorodnej bazy (technologia stopowa) są dosyć wrażliwe na SB. Niechybnie dlatego że ich baza jest nadzwyczaj cienka w porównaniu np. z Tegessiedemdziesiątkami. Porównanie częstotliwości granicznych (1MHz dla AD162, 100kHz dla TG70) jest dostatecznie wymowne.

Pozdrawiam
Tomek
Ostatnio zmieniony pt, 7 kwietnia 2017, 18:04 przez Tomek Janiszewski, łącznie zmieniany 1 raz.


Tomek Janiszewski
3125...6249 postów
3125...6249 postów
Posty: 3206
Rejestracja: śr, 19 listopada 2008, 15:18

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: Tomek Janiszewski » pt, 7 kwietnia 2017, 15:11

AZ12 pisze:Witam
Tomek Janiszewski pisze:Albo, jeśli nie chcemy popeliny nawet przy 1MHz - zastosowanie lepszych tranzystorów, może BF314/BF414? Albo któreś z rozlicznych BFR czy BFQ. Tylko komu by to było potrzebne
Tranzystory od wzmacniaczy w. cz. nie nadają się do tego celu. Stosuje się w tym przypadku tranzystory przełączające jak np: BSX20. Oprócz dużej szybkości mają jeszcze niskie napięcie nasycenia kolektor-emiter.
BSX-y (tak jak i 2N2369 oraz podobne) akurat nie mogą się poszczycić niskim napięciem nasycenia. Zawierają domieszkę złota w bazie, przyspieszającą zanik nośników przy wychodzeniu ze stanu nasycenia a tym samym skracającą czas przeciągania ale też i podwyższającą napięcie nasycenia z niecałych 100mV do około pół wolta. Daje zatem podobny efekt jak dioda Schottk'ego włączona między bazę a kolektor w szybkich układach przełączających. Oczywiście, proponując takie a nie inne tranzystory milcząco założyłem że wartości graniczne nie zostaną przeciążone. Retorycznie zresztą, co wyraźnie zaznaczyłem, bo komu potrzebny byłby wzmacniaczyk do głośnika z tranzystorami o fT sięgającej pół gigagerca?

Awatar użytkownika
przemak
625...1249 postów
625...1249 postów
Posty: 866
Rejestracja: śr, 18 kwietnia 2007, 22:14
Lokalizacja: Poznań
Kontakt:

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: przemak » pt, 7 kwietnia 2017, 21:10

Wprawdzie całkowicie dziś bezużyteczna, ale bardzo fajna wiedza - dziękuję!!! Żebym ja to wiedział w liceum ;)

Awatar użytkownika
Marcin K.
6250...9374 posty
6250...9374 posty
Posty: 6322
Rejestracja: śr, 18 stycznia 2006, 16:45
Lokalizacja: Tschenstochau, jo90ms

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: Marcin K. » sob, 8 kwietnia 2017, 12:58

Cześć! Przypomniałem sobie że w szafie leży radiotelefon FM315, wersja krzemowa, Romek zapewne zna go doskonale :-) Wymieniłem kwarce na pasmo 2m (w zasadzie jeden kanał) i naprawiłem tor m.cz. Padnięty był tranzystor T2 BC178B i tak sobie przypomniałem o tym temacie. Przecież w 315tce wzmacniacz m.cz. jest na BC108/178, zobaczcie sami. Tak dla dodatku :-)
PS. Mam z nim problem bo nie da się przyciszyć odbiornika, chyba potencjometr niedomaga.
Pozdrawiam!
Załączniki
20170408_125210.jpg
μ Ω Σ Φ π
SQ9MYU

Awatar użytkownika
AZ12
3125...6249 postów
3125...6249 postów
Posty: 3876
Rejestracja: ndz, 6 kwietnia 2008, 15:41
Lokalizacja: 83-130 Pelplin

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: AZ12 » sob, 8 kwietnia 2017, 16:05

Witam

Sprawdź czy rezystor R1 nie ma przerwy.
Ratujmy stare tranzystory!

Awatar użytkownika
Romekd
moderator
Posty: 3950
Rejestracja: pt, 11 kwietnia 2003, 23:47
Lokalizacja: Zawiercie

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: Romekd » ndz, 9 kwietnia 2017, 22:27

Czołem.
Tomek Janiszewski pisze:
Romekd pisze:Zastosowałem quasi-komplemtarny układ z tranzystorami 2N3055 jako wyjściowymi
A sterujące jakie, BC211/313 czy BD139/140? Zastosowane przeze mnie BDY58 mają w krytycznych warunkach betę powyżej 100 oraz ft=10MHz, toteż wystarczyły te pierwsze, dla pewności selekcjonowane na napięcie przebicia UCE0.
Masz 100% racji. Zrobiłem dokładnie tak, jak napisałeś. W układzie użyłem wyselekcjonowanych i dobranych właśnie pod względem wysokiego UCE0 i bety tranzystorów BC211 i BC313. Musiałem też zwiększyć wzmocnienie napięciowe stopni mocy, przed zmianę elementów w obwodzie ujemnego sprzężenia zwrotnego, oraz wymienić kilka rezystorów. Tranzystory BC211/313 wyposażyłem w małe radiatory i umieściłem na dodatkowej płytce. Działało to bezawaryjnie przez wiele lat, przez co koledzy ze szkoły nie dawali mi spokoju, do puki podobnej przeróbki (poza uzyskaniem tak dużej mocy wyjściowej; ogólnie przeróbek było znacznie więcej, a część dotyczyła poszerzenia pasma przenoszenia i dodatkowego "podbicia" sopranów) nie wykonałem też w ich urządzeniach. :wink:
Tomek Janiszewski pisze:
Romekd pisze:Tomku, chyba trochę przesadzasz z tym wysokim poziomem nieparzystych harmonicznych,
BBC na szczęście nie zostało opanowane przez audiofilów. :wink: Oni nie czynili rozróżnienia na parzyste i nieparzyste harmoniczne, lecz jedynie na ich rząd. Nieważne że nie ma 29 harmonicznej, ważne że 28 jest zauważalna. Liczy się kwadrat rzędu, i to rzeczywiście tłumaczyłoby dlaczego trzecia jest gorsza od drugiej, ale już 28 powinna być o wiele gorsza od piątej.
W takim razie aparatura służąca do pomiaru zniekształceń nieliniowych z końca lat 70. i początku 80. była tak naprawdę mało przydatna (mogła coś wskazać dopiero w sytuacji gdy badane urządzenie zniekształcało sygnał bardzo mocno), a opinie z tamtego okresu na temat wpływu poziomu zniekształceń nieliniowych (wprowadzanych przez sprzęt tranzystorowy) na brzmienie muzyki było błędne? Kto wtedy badał osobno poziomy każdej następnej harmonicznej (np. od trzeciej w górę...), szczególnie dla poziomów mniejszych od -80 dB w stosunku do sygnału o częstotliwości podstawowej? Moje najstarsze mierniki zniekształceń, które mam w swojej kolekcji "zabytków", zaczynają mierzyć zniekształcenia (tylko poziom trzeciej harmonicznej oraz poziom zniekształceń całkowitych) od poziomów większych niż 0,1%.
VN-1537.jpg
VN-1064A.jpg
W mierniku VN1064/A jego własny tor pomiarowy wprowadza zniekształcenia całkowite na poziomie 0,2%, więc taki najmniejszy poziom zniekształceń wskazuje miernik, nawet dla sygnału wzorcowego 1 kHz, w którym poziom zniekształceń harmonicznych jest mniejszy od 0,1ppm.
Tomek Janiszewski pisze:
Romekd pisze:Jeżeli odetniemy ten wykres poniżej np. -100 dB (chyba nikt nie usłyszy zniekształceń mniejszych od 0,00001% :wink:
Jeżeli ściśle traktować wnioski jakie wysnuto w BBC - okazuje się że stłumiona o 80dB (0.01%) dziesiąta harmoniczna wywiera niemal równie zły wpływ na jakość dźwięku jak druga, stłumiona tylko o 50dB (0,3%). Jeszcze gorszy wpływ wywierają harmoniczne szósta i ósma, zaś dwudziesta stłumiona o 90dB (do 0.003%!) psuje dźwięk tak samo skutecznie jak druga. Kryterium ustanowione przez BBC ma solidne podstawy teoretyczne: im wyższy rząd nieliniowości (znów bez znaczenia parzysty czy nieparzysty), tym większe stają się możliwości najrozmaitszych kombinacji między wieloma składowymi sygnału fonicznego. Intuicyjnie też jest oczywiste, że zbliżając palec do pracującego głośnika bez trudu usłyszymy gdy membrana zacznie stukać o paznokieć, gdy tymczasem kawałek miękkiej szmaty tak łatwo słyszalnego efektu nie da.

Oczywiście "machnąłem się" z tym stosunkiem harmonicznych do sygnału (zapomniałem przemnożyć *100, by wynik otrzymać w % a nie w części od całości) :oops: Tak to bywa gdy pisze się posta na "raty", będąc w pracy, nie mając nawet czasu na jego powtórne przeczytanie ani przed, ani po wysłaniu :(
Można gdzieś w necie znaleźć wspomniany przez Ciebie artykuł BBC o zniekształceniach i ich znaczeniu na jakość odtwarzanej muzyki?
Tomek Janiszewski pisze:
Romekd pisze:W ogóle nie odniosłeś się do podanych przeze mnie wartości zniekształceń nieliniowych, wprowadzanych przez głowicę, taśmę, tory zapisu i odczytu.
To są zniekształcenia raczej miękkiej natury, a zatem niskiego rzędu. Podobnie jak zniekształcenia generowane przez łagodnie zatykające się w klasie AB lampy, zniekształcenia nieliniowe wywoływane zniekształceniami fazowymi toru radioodbiorczego FM czy też zniekształcenia wywoływane nierównolegością prowadzenia adaptera gramofonowego. Chyba niewiele jest konstrukcji zawierających adapter zawieszony na pantografie, zapewniającym styczne prowadzenie adaptera do rowka płyty?
Szkoda, że nie dysponuję już żadnym magnetofonem i nie mogę tego sprawdzić. W opisie parametrów sprzętu retro dane o zniekształceniach podawane były w sposób dość enigmatyczny, np. w instrukcji magnetofonu "Finezja3" można przeczytać, że są one mniejsze od 5%, ale nie jest podane do czego odnosi się ta wartość, maksymalnej mocy wyjściowej, czy maksymalnego wysterowania kiepskiej jakości taśmy magnetofonowej...

http://unitraklub.pl/node/306
Właśnie z uwagi na kryterium wypracowane przez BBC IMHO zawsze warto walczyć z "ostrymi" zniekształceniami wzmacniaczy tranzystorowych, powstających zarówno w stopniach mocy klasy AB, gdy rezystory emiterowe mają znaczną wartość, czy też wtedy gdy wzmocnienia dla obu połówek sygnału znacznie się różnią.
Ciągle piszesz o tej koniecznej równości wzmocnień obu tranzystorów końcowych w stopniu mocy, choć znane mi układy, stosowane w urządzeniach, w którym bardzo małe zniekształcenia nieliniowe w ogóle nie są wymagane (ze względu specyfikę tych urządzeń; np. radiotelefony, sterowniki bardzo małych głośników, czy buzerów), działają całkowicie odmiennie. To nie przypadek, że we wzmacniaczach magnetofonów "M2405S" i "Finezja" tylko dolnemu tranzystorowi końcowemu dodano dodatkowy tranzystor, tworząc połączenie Sziklai'ego (kiedyś, gdy byłem bardzo młody, nie rozróżniało się połączenia Sziklai'ego i Darlingtona, dlatego czasem zdarza mi się nazywać tranzystor Sziklai'ego "komplementarnym" Darlingtonem, lub po prostu "Darlingtonem"... :( ). W nich średni prąd tranzystora sterującego stopniem wyjściowym, po jego wysterowaniu (w tym przypadku tranzystorem "sterującym" nazywam ostatni tranzystor wzmacniacza napięciowego, o czym wspominam, by nie było nieporozumień) nie jest równy prądowi "spoczynkowemu", który płynie w warunkach braku wysterowania także przez bootstrapowany rezystor (zakładając, że prądy baz tranzystorów końcowych co do wartości są takie same). Ten prąd tranzystora sterującego stopniem wyjściowym po wysterowaniu wzmacniacza może dość znacznie wzrastać, w zależności od "zapotrzebowania" na prąd "górnego" tranzystora wyjściowego...
Jeżeli twierdzisz, że jest inaczej, to napisz proszę dlaczego w wielu układach tylko dolnemu tranzystorowi wyjściowemu "zwiększano" wzmocnie, dokładając kolejny tranzystor, a górnemu już nie?

M2405S
Obrazek

Schemat stopnia mocy "Finezji":
WZ_FINEZJA.gif
oraz dlaczego we wzmacniaczu m.cz. radiotelefonu FM-315, w którym jest "dolny" bootstrap (R12), tranzystor wyjściowy T3 (BC178) ma mieć grupę wzmocnienia "B", a tranzystor T4 (BC108) ma być z grupą "C" (wynika z tego, że T4 ma mieć znacznie większe wzmocnienie prądowe od T3)? Gzie tu ta równość wzmocnień obu tranzystorów?
FM315.jpg
Co do pozostałej części Twojej wypowiedzi, całkowicie się zgadzam z tym co napisałeś, poza drobiazgami, o których już pisałem. Jutro będę miał wolną chwilę, to podam na kartę analizatora widma sygnał otrzymywany ze wzmacniacza wykonanego wg Twojego schematu. Na pewno będzie miał niższe zniekształcenia niż ten z M2405S, szczególnie przy małych mocach wyjściowych, bo dla pełnej mocy może być różnie...

Pozdrawiam
Romek
α β Σ Φ Ω μ °C ± √ ² < ≤ ≥ > ^

Tomek Janiszewski
3125...6249 postów
3125...6249 postów
Posty: 3206
Rejestracja: śr, 19 listopada 2008, 15:18

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: Tomek Janiszewski » pn, 10 kwietnia 2017, 09:36

Romekd pisze:Tranzystory BC211/313 wyposażyłem w małe radiatory i umieściłem na dodatkowej płytce
Również założyłem aluminiowe, odlewane gwiazdki na te tranzystory. Bez nich prąd spoczynkowy wyraźnie pływał po włączeniu zasilania, i to nawet bez sygnału. Zważ że o prądzie spoczynkowym decydują w konfiguracji quasi-komplementarnej napięcia przewodzenia obydwu tranzystorów komplementarnych - i tylko jednego tranzystora końcowego. Z tego też powodu zwiększyłem rezystory między bazą a emiterem tranzystorów końcowych z pierwotnych 56Ω do 100Ω zdając się na bardzo dobre właściwości częstotliwościowe BDY58 w porównaniu ze standardowymi w tym zastosowaniu dwuenkami.
Działało to bezawaryjnie przez wiele lat
Co wskazuje na to że to dobra konfiguracja, aczkolwiek pod względem wykorzystania napięcia zasilającego nienajlepsza: korzystniej byłoby usytuować stopień sterujący od strony układu Sziklayego, a nie Darlingtona. No ale przy założeniu że mają być stosowane 2N3055 a więc NPN - wymagałoby to zrobienia zupełnie nowej płytki, lub zmiany napięcia zasilającego z dodatniego na ujemne.
W takim razie aparatura służąca do pomiaru zniekształceń nieliniowych z końca lat 70. i początku 80. była tak naprawdę mało przydatna (mogła coś wskazać dopiero w sytuacji gdy badane urządzenie zniekształcało sygnał bardzo mocno), a opinie z tamtego okresu na temat wpływu poziomu zniekształceń nieliniowych (wprowadzanych przez sprzęt tranzystorowy) na brzmienie muzyki było błędne? Kto wtedy badał osobno poziomy każdej następnej harmonicznej (np. od trzeciej w górę...), szczególnie dla poziomów mniejszych od -80 dB w stosunku do sygnału o częstotliwości podstawowej?
Poważnie na przełomie lat 70-tych i 80-tych ograniczano się do pomiaru THD, zaniedbując analizę widmową? :shock: Jeżeli ta praktyka była istotnie powszechna na całym świecie, a nie tylko w Kasprzaku czy innej Diorze, to i nie dziwota że do dziś wiedza o wpływie wyższych harmonicznych na brzmienie sygnału powszechna nie jest. Za to każdy audiofil wie że wzmacniacze lampowe lepiej brzmią od tranzystorowych, nawet gdy te pierwsze mają THD na poziomie 1%, te drugie zaś - na poziomie 0,1% Nie wie tylko dlaczego.
W mierniku VN1064/A jego własny tor pomiarowy wprowadza zniekształcenia całkowite na poziomie 0,2%, więc taki najmniejszy poziom zniekształceń wskazuje miernik, nawet dla sygnału wzorcowego 1 kHz, w którym poziom zniekształceń harmonicznych jest mniejszy od 0,1ppm.
Ale z czasów pracy dyplomowej w roku 1987 przypominam sobie automatyczny miernik zniekształceń nieliniowych, słynną peemzetę. Tam poza pomiarem THD można sobie było obejrzeć na oscyloskopie "same zniekształcenia", po odfiltrowaniu składowej podstawowej. Alternatywą może być oporowy układ kompensacyjny, w którym od napięcia wyjściowego wzmacniacza odejmuje się napięcie wejściowe o tak dobranej amplitudzie i znaku, aby składowa podstawowa ulegała kompensacji. Samo tylko obejrzenie przebiegu zniekształceń pozwala wiele wywnioskować o tym co złego dzieje się we wzmacniaczu. Widać wówczas i niesymetrię wzmocnienia dla obu połówek, i ostre załamania przebiegu świadczące o wysokim rzędzie nieliniowości.
Można gdzieś w necie znaleźć wspomniany przez Ciebie artykuł BBC o zniekształceniach i ich znaczeniu na jakość odtwarzanej muzyki?
To była broszurka pana docenta Witolda Straszewicza (mojego promotora zresztą) pt. "Pewne kryterium zniekształceń nielinearnych", będąca przedmiotem jego pracy doktorskiej. Może uda mi się ją odnaleźć w domu, na razie wzmiankę o tym zagadnieniu można zobaczyć np. tu:
http://www.ire.pw.edu.pl/zea/historia.htm
W opisie parametrów sprzętu retro dane o zniekształceniach podawane były w sposób dość enigmatyczny, np. w instrukcji magnetofonu "Finezja3" można przeczytać, że są one mniejsze od 5%, ale nie jest podane do czego odnosi się ta wartość, maksymalnej mocy wyjściowej, czy maksymalnego wysterowania kiepskiej jakości taśmy magnetofonowej...
Trzeba przy tym zważać w jakich warunkach pracuje magnetofon. I tak zbyt niski poziom prądu podkładu daje bardzo przykre efekty słuchowe, porównywalne do zniekształceń skrośnych.
Ciągle piszesz o tej koniecznej równości wzmocnień obu tranzystorów końcowych w stopniu mocy,
No a dlaczego zalecano, ba! Wręcz wymagano parowania tranzystorów w przeciwsobnych stopniach mocy, nawet gdy chodziło o Tegespięćdziesiątki dla Koliberka?
choć znane mi układy, stosowane w urządzeniach, w którym bardzo małe zniekształcenia nieliniowe w ogóle nie są wymagane (ze względu specyfikę tych urządzeń; np. radiotelefony, sterowniki bardzo małych głośników, czy buzerów), działają całkowicie odmiennie.
Jeżeli przez "odmiennie" rozumiesz "gorzej" (nic to że w powyższych zastosowaniach jest to bez praktycznego znaczenia) - to zgoda.
To nie przypadek, że we wzmacniaczach magnetofonów "M2405S" i "Finezja" tylko dolnemu tranzystorowi końcowemu dodano dodatkowy tranzystor, tworząc połączenie Sziklai'ego
Bo to była peerelowska gospodarka niedoboru. Ktoś musiał skasować bardzo wysoką premię za taki wniosek racjonalizatorski pozwalający zaoszczędzić jeden tranzystor małej mocy, i przy tym uniknąć stosowania wyjściowej pary komplementarnej :evil: Tak samo zresztą jak w kuchennym radyjku "Śnieżka" gdzie zaoszczędzono jedną diodę prostowniczą BYP401 godząc się na prostowanie półokresowe. I to pomimo obecności symetrycznego uzwojenia wtórnego na transformatorze sieciowym, którego jedna połówka smętnie sobie wisiała jednym końcem w powietrzu. :oops:
(kiedyś, gdy byłem bardzo młody, nie rozróżniało się połączenia Sziklai'ego i Darlingtona, dlatego czasem zdarza mi się nazywać tranzystor Sziklai'ego "komplementarnym" Darlingtonem, lub po prostu "Darlingtonem"... :( ).
Pan docent dr Jerzy Baranowski nazywał układ Sziklay'ego paradoksalnym układem Darlingtona ponieważ z taką nazwą spotkał się w zachodniej literaturze, i bardzo mu się spodobała. :lol: Jego paradoksalność miała wyrażać się tym że słaby tranzystorek wejściowy przestawiał tranzystorowi końcowemu emiter z kolektorem.
W nich średni prąd tranzystora sterującego stopniem wyjściowym, po jego wysterowaniu (w tym przypadku tranzystorem "sterującym" nazywam ostatni tranzystor wzmacniacza napięciowego, o czym wspominam, by nie było nieporozumień) nie jest równy prądowi "spoczynkowemu", który płynie w warunkach braku wysterowania także przez bootstrapowany rezystor (zakładając, że prądy baz tranzystorów końcowych co do wartości są takie same). Ten prąd tranzystora sterującego stopniem wyjściowym po wysterowaniu wzmacniacza może dość znacznie wzrastać, w zależności od "zapotrzebowania" na prąd "górnego" tranzystora wyjściowego...
Z tym jak najbardziej się zgadzam: średni prąd tranzystora w stopniu sterującym wzrasta przy wysterowaniu, mimo że prąd bootstrapowanego rezystora praktycznie się nie zmienia. Całkiem podobnie dzieje się i w układzie "kluczowanym" z diodą, jeżeli dopatrzymy się roli stopnia sterującego u tranzystora VT9 w przykładowym układzie.
Jeżeli twierdzisz, że jest inaczej, to napisz proszę dlaczego w wielu układach tylko dolnemu tranzystorowi wyjściowemu "zwiększano" wzmocnie, dokładając kolejny tranzystor, a górnemu już nie?
Z powodów ekonomicznych (w sensie przeliczalnych na piniędze), tak jak napisałem wyżej. Wysterowanie stopnia końcowego będzie zapewnione, a że wzrosły zniekształcenia - a co nas to obchodzi, i tak ciemny lud to kupi. I to jeszcze spod lady, bo oficjalnie można taki sprzęt nabyć jedynie na książeczki kredytowe Młodych Małżeństw: pamiętasz jeszcze tamte czasy?
oraz dlaczego we wzmacniaczu m.cz. radiotelefonu FM-315, w którym jest "dolny" bootstrap (R12), tranzystor wyjściowy T3 (BC178) ma mieć grupę wzmocnienia "B", a tranzystor T4 (BC108) ma być z grupą "C" (wynika z tego, że T4 ma mieć znacznie większe wzmocnienie prądowe od T3)? Gzie tu ta równość wzmocnień obu tranzystorów?
W tym przypadku, o ile poza oczywistym faktem że zwiększony poziom zniekształceń wynikłych z nierówności wzmocnień BCP108C oraz BCP178B nie ma w tym zastosowaniu istotnego znaczenia, za to użycie BC108C pozwala obniżyć prąd spoczynkowy stopnia sterującego a tranzystory BCP178C niestety nie istniały mielibyśmy się doszukiwać podobnie jak wyżej powodów pozamerytorycznych - położyłbym to na karb sztywności umysłu u trepów Ludowego Wojska Polskiego. Wyszedł ukaz iż w sprzęcie wojskowym należy stosować elementy najwyższej jakości, i stąd ze stopnia końcowego wykluczono BC108B. Tymczasem zamiana miejscami tranzystorów T2 i T4 pozwoliłaby wyraźnie zwiększyć wzmocnienie całego toru, dzięki zmniejszeniu obciążającego wpływu T2 na przedwzmacniacz z T1. Innym kfiatkiem każącym mi powątpiewać w zdolności wojskowych konstruktorów moskiewskiego chowu jest prymitywny dyskryminator amplitudowy na rozstrojonych obwodach rezonansowych, cieszący się w wojskowym sprzęcie niewytłumaczalną (merytorycznie) popularnością. W porównaniu z powszechnie znanym z odbiorników UKF FM dyskryminatorem fazowym wcale nie jest on prostszy, za to nieporównanie trudniejszy w zestrajaniu. Ma jednak pewną istotną w danym zastosowaniu zaletę: łatwiej jest zrozumieć (i omówić na wykładzie!) zasadę jego działania. :P
Jutro będę miał wolną chwilę, to podam na kartę analizatora widma sygnał otrzymywany ze wzmacniacza wykonanego wg Twojego schematu. Na pewno będzie miał niższe zniekształcenia niż ten z M2405S, szczególnie przy małych mocach wyjściowych, bo dla pełnej mocy może być różnie...
No i wskazane byłoby przynajmniej z grubsza sparować BC211 i BC313.

Pozdrawiam
Tomek
Ostatnio zmieniony pn, 10 kwietnia 2017, 09:46 przez Tomek Janiszewski, łącznie zmieniany 1 raz.

Awatar użytkownika
Romekd
moderator
Posty: 3950
Rejestracja: pt, 11 kwietnia 2003, 23:47
Lokalizacja: Zawiercie

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: Romekd » pn, 10 kwietnia 2017, 09:46

Tomek Janiszewski pisze:
Romekd pisze:W wolnym czasie spróbuję zmierzyć wzmocnienia wszystkich tranzystorów końcowych, które pracowały w testowanych przeze mnie układach (zastosuję Twoją metodę)
Aż się dziwię dlaczego nie jest ona powszechnie znana. Nie tylko dobrze oddaje krytyczne pod względem wzmocnią warunki, jakie występują w rzeczywistym wzmacniaczu, ale też jest bardzo prosta w realizacji. Wystarczy miliamperomierz oraz źródło prądu stałego, lub napięcia stałego plus jeden rezystor dużej mocy.
Może i ta metoda jest znana, ale ja, naprawiając lub konstruując układy zasilane napięciami wyższymi (najczęściej mieszczącymi się w zakresie od +24 V do ±100 V) nie specjalnie przejmowałem się odrobinę większym (o 0,5...1 V) spadkiem napięcia na tranzystorach końcowych w szczytach dla pełnego wysterowania i najczęściej badałem wzmocnienie dla kilku różnych wartości prądu kolektora i przy UCE=1 V (lub dla wartości podanej w katalogu). Przy takich napięciach te drobne różnice w napięciu wyjściowym wzmacniaczy nie miały znaczenia. Sprawa wygląda zupełnie inaczej w urządzeniach zasilanych niskimi napięciami i to jeszcze zasilanymi z rozładowującej się z czasem baterii... Podana przez Ciebie metoda podoba mi się, gdyż jest prosta w realizacji i od razu pozwala sprawdzić parametry tranzystorów w zakresach "granicznych".
Tylko z tym rezystorem proponuję bardzo uważać, w czasach licealnych ku swej rozpaczy przewaliłem jeden po drugim dwa drogocenne wtedy (późne lata 70-te!) BD355. Pożyczony ze szkolnej pracowni fizycznej laboratoryjny rezystor (taki w metalowej puszcze z zaciskami od góry) miał tak dużą indukcyjność, że po odłączeniu miliamperomierza od bazy nastąpiło natychmiastowe drugie przebicie. :cry:
Pewnie był to jakiś rezystor drutowy, w której drut oporowy nawinięty został na karkasie o sporej średnicy (dużo zwojów). Nie mam jednak dostępu do takich rezystorów, więc może wykonam jakąś współczesną wersję takiego miernika, np. sterowaną z komputera, by mieć możliwość szybkiego zdjęcia całej charakterystyki badanego tranzystora :roll:
Może trafił się jakiś wadliwy tranzystor? Pisałem już o przypadkach BC211 (i to nawet w grupie 16) które przy prądzie bazy liczonym w dziesiątkach uA nie wykazują żadnego prądu kolektora. Wyszło to na jaw przy budowie przetwornic dla LED-ów które nie chciały startować.
Też trafiały mi się takie "rodzynki". Tranzystor wykazywał poprawne wzmocnienie tylko w wąskim zakresie prądów kolektora. Dotyczyło to głownie tranzystorów większej mocy i powodowało, że tranzystor okazywał się zupełnie nieprzydatny do użycia we wzmacniaczu. W czasach, gdy prowadzenie serwisu elektronicznych urządzeń domowych było jeszcze opłacalne, w handlu pojawiało się mnóstwo podróbek. Dało się je poznać dopiero po wykonaniu pomiaru wzmocnienia dla większych prądów i pomiaru dopuszczalnego napięcia emiter-kolektor.
Nie za bardzo rozumiem dlaczego akurat 100Ω i co ten rezystor miałby reprezentować - ale chyba nigdy nie kwestionowałem tego co piszesz poniżej?
To podałem tylko dla przykładu. Chodziło o to, że jeśli średnie prądy baz tranzystorów współpracujących z ostatnim tranzystorem stopnia napięciowego różnią się tak bardzo jak we wzmacniaczach magnetofonów "M2405S" i "Finezji", to nie możemy już w ogóle uznawać sprzężenia bootstrap jako działającego dla obu połówek sinusoidy (i obu tranzystorów wyjściowych), bo przy jednej z nich wartość prądu jest bardzo niska i prawie nie zależy od poziomu wysterowania wzmacniacza, a dla drugiej wysoka i mocno się zmieniająca wraz z wysterowaniem, w której z kolei udział prądu płynącego z rezystora bootstrapu jest znikomy. Tak jak powiedziałeś powstaje ogromna asymetria, której skutki poprawia tylko głębokie ujemne sprzężenie zwrotne.
Niestety nie tylko tutaj, że przypomnę tylko wziętą z czapy tezę o negatywnym wpływie układu polaryzacji "rozsuwającego" napięcia baz na wysterowalność.
Tu oboje doskonale wiemy o co chodzi, tylko każdy z nas patrzy i omawia to z innej "perspektywy". Jeżeli zrobimy wzmacniacz z tranzystorami końcowymi Darlingtona w układzie komplementarnym, przeznaczony do pracy zasilania napięciem +3 V, to sprawność wyjdzie marna, gdyż dla tranzystora sterującego Darlingtonami i rezystora bootstrapu pozostanie nam w sumie 0,6 V (tylko 0,3V na tranzystorze wzmacniacza napięciowego), więc na wyjściu sygnał przesteruje się przy jeszcze niższej amplitudzie niż 0,3 V dla górnej połówki.
Tomek Janiszewski pisze:
RomekD pisze:Tu też muszę przyznać Ci rację. Dlatego ja w testowanym, zmodyfikowanym układzie zastosowałem diodę Schottky'ego, o spadku napięcia niecałe 0,3 V przy prądzie 0,5 A.
I właśnie wtedy uzyskałeś straty na poziomie 1V? O tym należało napisać od razu, aby było fair.
Wspomniałem o diodzie Schottky'ego. Sprawdzałem parametry układu z kilkoma różnymi diodami:
Romekd pisze: Diodę wykonaną z tranzystora (VT10) zastąpiłem diodą Schottky'ego typu SB130. Dodałem też potencjometr, którym można dobrać optymalną wartość składowej stałej na tranzystorach dla uzyskania poprawnej pracy wzmacniacza przy napięciu zasilania od 4 V do 10 V.
O ich typy nikt nie zapytał.
Tomek Janiszewski pisze:
Romekd pisze:Poza tym to taka realizacja układu jest do bani, gdyż ze wzrostem częstotliwości obciążenie układu sterującego pojemnościami elementów powoduje, że czasy narastania i opadania impulsów coraz bardziej się od siebie różnią (prądu z tranzystora zaczyna brakować tylko dla jednego z tranzystorów wyjściowych...). Widać to doskonale na pokazanych przeze mnie przebiegach, uzyskanych z zaproponowanego przez Ciebie układu (nie osobiście Twojego, bo to rozwiązanie jest ogólnie znane, jako jedno z wielu możliwych):
A czy ja polecałem ten układ do wzmacniania przebiegów prostokątnych o częstotliwości 1MHz, a nawet tylko 100kHz? I dlaczego w myśl powyższego kryterium nie jest do bani Neywa, mimo że obstawiona kondensatorami utrzymującymi w ryzach stabilność jak na razie zakończyła swoją karierę na 20kHz?
Może trochę "popłynąłem" z tym prostokątem przy 500 kHz i 1 MHz :wink: Swoją drogą nie wiem czy wiesz, że popularny, choć nielubiany przez Ciebie LM386 (nie każdego producenta) ma pasmo (-3 dB) sięgające 1,5 MHz? Może z tego, między innymi, bierze się "zła sława" tego układu... Ja podziwiam naprawdę szybkie wzmacniacze m.cz. Miałem przez jakiś czas u siebie wzmacniacz firmy Denon, model POA-1500 oraz POA-2200, w którym szybkość narastania sygnału wyjściowego wynosiła 500 V/μs.
Jak już się mamy zacząć licytować na to kto ile razy się pomylił - będziesz bezkonkurencyjny. Jak na razie dobrze rozumiem który prąd w którą stronę płynie, i co się dzieje w układzie.
Przepraszam, nie chciałem by tak to odebrano. Co do błędów, to nie robią ich tylko ci, co w ogóle nic nie robią. Ja na dodatek piszę posty najczęściej "z doskoku" i "na raty", gdzie ciągle coś lub ktoś mi przerywa... :oops: . Później nie mogę ich wysłać, gdyż "formularz jest nieprawidłowy". Tak to jest gdy ktoś opiekuje się starszą osobą, prowadzi firmę, śpi trzy godziny na dobę, a ostatni urlop miało z 15 lat temu... :(

Pozdrawiam
Romek
α β Σ Φ Ω μ °C ± √ ² < ≤ ≥ > ^

Awatar użytkownika
Romekd
moderator
Posty: 3950
Rejestracja: pt, 11 kwietnia 2003, 23:47
Lokalizacja: Zawiercie

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: Romekd » pn, 10 kwietnia 2017, 17:26

Witam.
Dzisiaj wykonałem pomiary zniekształceń wzmacniacza, którego schemat zamieścił Tomek. Pomiary przeprowadziłem zasilając wzmacniacz napięciem 8 V (na emiterach tranzystorów wyjściowych miałem ok. 4 V, czyli połowę napięcia zasilającego) i obciążając jego wyjście rezystorem bezindukcyjnym 8,2 Ω. Wcześniej jednak wymieniłem tranzystory małej mocy na egzemplarze o wzmocnieniu ok. 650 (z grupy C) oraz sparowałem tranzystory wyjściowe - oba mają teraz betę w okolicach 150 i bardzo zbliżone charakterystyki. Jednak przy prądzie 0,5 A na tranzystorze BC211 spadek napięcia UBE był podczas pomiaru wzmocnienia prądowego znacznie większy niż na BC313 i przekraczał 1 V. Po tych zmianach wartość międzyszczytowa napięcia na wyjściu wzmacniacza osiągała maksymalnie 6,08V przy zasilaniu wzmacniacza napięciem 8 V:
maksimum_sinus.jpg
Przy tym sygnale poziom zniekształceń był dość wysoki (wyższy niż otrzymywany na wyjściu wzmacniacza magnetofonu M2405S), choć przebieg na ekranie oscyloskopu wyglądał całkiem nieźle. Przy próbie jeszcze większego wysterowania wzmacniacza następowało silne obcięcie wierzchołków górnej połówki sinusoidy i przebieg wyglądał tak:
maksimum_zniekształ.jpg
Zmniejszyłem więc sygnał do 5,64 Vpp, przy której to wartości zniekształcenia były już dość niskie, a moc wyjściowa na rezystorze 8,2 Ω wynosiła ok. 454 mW.
ampl_analiz.jpg
Rozkład zniekształceń harmonicznych dla tej mocy przedstawia wykres poniżej:
0,45W_8,2om.png
Przy zmniejszeniu mocy wyjściowej do 100 mW rozkład zniekształceń był następujący:
0,1W_8,2om.png
przy 50 mW:
0,05W_8,2om.png
przy 10 mW wyglądało to tak:
0,01W_8,2om.png
Dwa ostatnie "piki" na tych wykresach, to "śmieci", generowane przez zasilacze oscyloskopu Tektronix i mojego warsztatowego laptopa, kilka dużo niższych, to jakieś zakłócenia obecne w mojej pracowni (nie znam ich źródła).

Pozdrawiam
Romek
α β Σ Φ Ω μ °C ± √ ² < ≤ ≥ > ^

Tomek Janiszewski
3125...6249 postów
3125...6249 postów
Posty: 3206
Rejestracja: śr, 19 listopada 2008, 15:18

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: Tomek Janiszewski » wt, 11 kwietnia 2017, 09:54

Romekd pisze:Dzisiaj wykonałem pomiary zniekształceń wzmacniacza, którego schemat zamieścił Tomek
Dziękuję zatem za włożony trud.
Jednak przy prądzie 0,5 A na tranzystorze BC211 spadek napięcia UBE był podczas pomiaru wzmocnienia prądowego znacznie większy niż na BC313 i przekraczał 1 V.
To bardzo wysokie napięcie, nawet jak na tranzystor krzemowy. Wychodzi zatem na to że BC211/313 bardziej nadając się na sterujące pary komplementarne, niż do roli tranzystorów wyjściowych. Jeżeli już - to przy jeszcze mniejszych prądach kolektora, np. przy 9V zasilania i obciążeniu 15Ω, kiedy to prąd nie przekracza 0,3A. Zarazem niższe napięcie przewodzenia dla BC313 czyniłoby celowym włączenie go od strony tranzystora sterującego, BC211 zaś współpracując z bootstrapem mógłby zostać wysterowany do nasycenia bez względu na zwiększone UBE. Oczywiście, wymagałoby to przenicowania całego schematu, a w konsekwencji zasilania napięciem ujemnym, względnie dołączenia głośnika do zasilania (co bywa niekorzystne z uwagi na wrażliwość na przydźwięk przy zasilaniu sieciowym oraz samowzbudzenie na niskich częstotliwościach przy rozładowanej baterii o dużym oporze wewnętrznym), albo wreszcie zastosowania układu bootstrap niezależnego od głośnika, co z kolei jest źródłem dodatkowych strat mocy sygnału.
Przy tym sygnale poziom zniekształceń był dość wysoki (wyższy niż otrzymywany na wyjściu wzmacniacza magnetofonu M2405S), choć przebieg na ekranie oscyloskopu wyglądał całkiem nieźle.
A nie masz przypadkiem możliwości zaobserwowania na oscyloskopie samych zniekształceń, jak to było możliwe na peemzecie? Jeżeli nie - wskazane byłoby sklecić prosty układ kompensacyjny, np. zwierając C1 do masy i wchodząc z sygnałem na odłączony od masy C3 (co niestety wymagałoby generatora o impedancji wyjściowej znacznie niższej od 22Ω, aby głębokość USZ zachować) dzięki czemu uzyska się wzmacniacz odwracający. Teraz wystarczy tylko zsumować napięcie wyjściowe z wyjściowym przy pomocy dzielnika oporowego tak dobranego aby nastąpiło wygaszenie składowej podstawowej. Oczywiście, odpowiedni układ odejmujący można zbudować i z wykorzystaniem wzmacniacza operacyjnego, co pozwoli zachować oryginalną konfigurację badanego wzmacniacza i uwolni od kłopotów z impedancją generatora. Obserwacja przebiegu zniekształceń pozwoli odnaleźć źródło ich powstawania, nie tylko domniemane ograniczenie górnej połówki na granicy wysterowania, kiedy to cięcie na oryginalnym przebiegu wejściowym jeszcze nie jest widoczne wskutek maskowania go silną składową podstawową, ale i ewentualne zniekształcenia skrośne przy sygnałach bardzo małych, co wskazywałoby na celowość zwiększenia prądu spoczynkowego.
Zmniejszyłem więc sygnał do 5,64 Vpp, przy której to wartości zniekształcenia były już dość niskie, a moc wyjściowa na rezystorze 8,2 Ω wynosiła ok. 454 mW.

Ten przypadek proponowałbym porównać z pracą wzmacniacza magnetofonowego przy mocy 6,35W a więc dostatecznie daleko od granicy obcinania. Obie najniższe harmoniczne są w moim wzmacniaczu wyraźnie mniejsze (poniżej -60dB), a już zwłaszcza druga, dzięki dobremu sparowaniu tranzystorów końcowych. Ta ostatnia we wzmacniaczu magnetofonowym przekracza wyraźnie poziom -50dB. Z kolei poziom wyższych harmonicznych szybko opada w moim wzmacniaczu, i tak dziewiąta wynosi już tylko około -85dB. Jeszcze słabsze są parzyste harmoniczne wysokiego rzędu - także z uwagi na dobrą symetrię stopnia końcowego. Natomiast we wzmacniaczu magnetofonowym poziom harmonicznych pozostaje praktycznie stały: jeszcze dziewiąta przekracza -60dB. Tak samo na moją korzyść wypada porównanie najwyższych zmierzonych harmonicznych: te z przedziału 40-50kHz plasują się poniżej -120dB, podczas gdy we wzmacniaczu magnetofonowym - w okolicach -100dB.
Przy zmniejszeniu mocy wyjściowej do 100 mW
I w tym wypadku wzmacniacz magnetofonowy przy mocy 1W (a więc z zachowaniem właściwych proporcji) wykazuje zniekształcenia o ok. 20dB większe, jeszcze wyraźniejsza jest różnica dla najwyższych harmonicznych. Analogicznie wyglądają i porównania przy mocach 50mW/500mW a także 10mW/100mW. Niestety nie zmierzyłeś zniekształceń przy jeszcze mniejszych mocach, kiedy to stopień końcowy pracowałby w klasie A, jak to najpewniej było ze wzmacniaczem magnetofonowym przy mocach poniżej 10mW. Wówczas podobnie jak i w "moim" wzmacniaczu wyższe harmoniczne szybko zanikały. Obstawiam że na znaczny poziom wyższych harmonicznych we wzmacniaczu magnetofonowym ma pewien wpływ nie tylko asymetria bida-komplementarnego stopnia końcowego, ale i obecność rezystorów emiterowych. Przy pracy w klasie AB sprawiają one że wzmocnienie stopnia końcowego jest nieco większe dla małych poziomów sygnału, kiedy to przewodzą obie gałęzie. Różnica jest niewielka, ale załamania charakterystyki - dość ostre. Co prawda przy sterowaniu prądowym z jakim mamy do czynienia w obydwu układach wpływ obecności rezystorów na wzmocnienie (tym razem prądowe, bo ono jest teraz istotne) traci na znaczeniu. Za to decydującego znaczenia nabiera równość wzmocnienia prądowego dla obu połówek. A tej w magnetofonowym wzmacniaczu nie ma i być nie może bez zmiany konfiguracji na komplementarną lub quasi-komplementarną.

Pozdrawiam
Tomek

Awatar użytkownika
Romekd
moderator
Posty: 3950
Rejestracja: pt, 11 kwietnia 2003, 23:47
Lokalizacja: Zawiercie

Re: Wzmacniacz mocy na tranzystorach BC107/BC177

Post autor: Romekd » wt, 11 kwietnia 2017, 16:19

Czołem.
Tomek Janiszewski pisze:Dziękuję zatem za włożony trud.
Nie ma sprawy Tomku, robiłem to też dla siebie :wink: . W życiu jestem sceptykiem, staram się mieć duży dystans do własnej wiedzy teoretycznej (szczególnie tej pozyskanej z Internetu) i powszechnie uznawanych "teorii", co bardzo często irytuje moich znajomych... Wiele książkowych "wywodów" zweryfikowałem doświadczalnie, a wyniki tych doświadczeń przekonały mnie, że nie zawsze można wierzyć w to co gdzieś zostało zapisane i przyjmowane przez większość za "prawdę oczywistą". Eksperymentowanie z tak banalnymi układzikami stanowi dla mnie pewnego rodzaju relaks, gdyż w pracy zawodowej często zmagam się z problemami technicznymi zupełnie innego "kalibru"... :wink:

Do dalszego badania układu wrócę, jak tylko uporam się z kilkoma zleconymi pracami, które dostałem i które są jak zwykle "niecierpiącymi zwłoki" :cry: Natomiast teraz króciutko przedstawię jeszcze wyniki wczorajszych zabaw, które mocno mnie zaskoczyły. W testowanym układzie dodałem bowiem dodatkowy tranzystor BC558C, o współczynniku wzmocnienia prądowego 800, który z dolnym tranzystorem wyjściowym stworzył połączenie Darlingtona o całkowitym wzmocnieniu 120000.
WTJ2Y.png
testowany układ.jpg
W tym układzie po zmianach górny tranzystor miał wzmocnienie prądowe 150, a para dolnych aż 120 tysięcy, czali występowała pełna asymetria wzmocnień! Już wcześniej zamiast rezystora R8 wstawiłem potencjometr, co pozwoliło mi szybko ustawić prąd spoczynkowy tranzystorów wyjściowych w nowych warunkach pracy (ustawiłem "na oko", coś około 15...20 mA). Spodziewałem się, zgodnie z tym co pisałeś w tym wątku, dużego wzrostu wprowadzanych przez układ zniekształceń nieliniowych. Tymczasem wyniki nie były aż tak oczywiste :shock: Sam zobacz. Maksymalne napięcie wyjściowe nie uległo zmianie, w stosunku do tego otrzymywanego z układu przed zmianami. Poziomy harmonicznych sprawdziłem dla tych samych co poprzednio poziomów mocy wyjściowej. Otrzymane wyniki zestawiłem z tymi uzyskanymi poprzednio. Stare znajdują się po lewej stronie załączników, a te dla zmodyfikowanego układu po prawej.

Tak to wyszło dla mocy 0,45 W:
X0,45W_8,2om.png
dla 0,1 W:
X0,1W_8,2om.png
dla 50 mW
X0,05W_8,2om.png
i dla 10 mW
X0,01W_8,2om.png
Co o tym sądzisz? Może coś się stało z aparaturą... :roll:

Sprawdziłem też zniekształcenia wprowadzane przez naszego wspólnego "ulubieńca", układ UL1482, ale o tym może napiszę wieczorem, jeżeli znajdę chwilę...

Pozdrawiam
Romek
α β Σ Φ Ω μ °C ± √ ² < ≤ ≥ > ^

ODPOWIEDZ